陳 武 吳小剛 蔣 瑋 胡仁杰

（東南大學(xué)江蘇省智能電網(wǎng)技術(shù)與裝備重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210096）

一種適用于新能源并網(wǎng)的諧振升壓變換器

陳 武 吳小剛 蔣 瑋 胡仁杰

（東南大學(xué)江蘇省智能電網(wǎng)技術(shù)與裝備重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210096）

諧振變換器由于可實(shí)現(xiàn)開關(guān)器件的軟開關(guān)而十分適用于高壓大功率場(chǎng)合。由此提出了一種適用于新能源并網(wǎng)應(yīng)用場(chǎng)合的諧振升壓變換器，該變換器利用 LC并聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)可實(shí)現(xiàn)很高的電壓增益，同時(shí)具有開關(guān)管零電壓開通和近似零電壓關(guān)斷以及整流二極管零電流關(guān)斷的優(yōu)點(diǎn)。此外，相比于傳統(tǒng)諧振變換器，該變換器在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)開關(guān)頻率變化范圍小。闡述了該變換器的工作原理和工作特性，討論了諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的選擇，給出了具體的控制電路，并通過一臺(tái)100V/1kV、1kW的原理樣機(jī)驗(yàn)證了該變換器的工作原理，最后給出實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

諧振變換器 升壓 新能源 軟開關(guān)

0 引言

隨著化石能源的日益枯竭和環(huán)境惡化問題的日益加劇，我國(guó)乃至世界各國(guó)紛紛都將發(fā)展新能源提升至前所未有的高度。目前，絕大部分新能源都以交流電形式饋入電網(wǎng)，而新能源發(fā)電裝置以及儲(chǔ)能設(shè)備一般均含有直流環(huán)節(jié)，需經(jīng)過直-交逆變環(huán)節(jié)接入電網(wǎng)，增加了較多的電能損耗。其次，各種新能源如風(fēng)能、太陽能、海洋能等都具有間歇性、隨機(jī)性特點(diǎn)，而大規(guī)模新能源接入電網(wǎng)對(duì)傳統(tǒng)的電力裝備、電網(wǎng)結(jié)構(gòu)和運(yùn)行技術(shù)等都提出了嚴(yán)峻考驗(yàn)。直流電網(wǎng)技術(shù)作為解決上述問題眾多方案中的一種，逐漸成為研究熱點(diǎn)[1-3]。

目前，新能源發(fā)電裝置的直流環(huán)節(jié)電壓都比較低，需要通過直流升壓變換器接入高壓直流電網(wǎng)，而作為各種新能源與高壓直流電網(wǎng)連接的橋梁，直流升壓變換器不僅是電能的傳輸者，同時(shí)又是抑制多種故障情況的緩沖/隔離者，起到了交流電網(wǎng)中升壓變壓器的作用，是直流電網(wǎng)的核心部件之一[4,5]。

目前國(guó)外對(duì)于新能源并網(wǎng)用的直流升壓變換器研究正日益深入，而國(guó)內(nèi)還處于起步階段。Converteam公司研究人員提出了以Boost變換器來實(shí)現(xiàn)±50～±200kV電能傳輸?shù)姆桨竅6]。但 Boost變換器的開關(guān)損耗和二極管反向恢復(fù)損耗都較大，導(dǎo)致變換效率較低，且Boost 變換器一般用于電壓增益小于6 的場(chǎng)合[7]。美國(guó)德州農(nóng)工大學(xué)Enjeti教授提出了一種將Boost變換器和Buck-Boost變換器的輸出電壓相串聯(lián)以得到高電壓增益的方案[8]，每個(gè)變換器提供一半的輸出電壓和輸出功率，開關(guān)管和二極管的電壓、電流應(yīng)力都相應(yīng)減小，并對(duì)1MW、5.7kV/132kV變換器進(jìn)行了評(píng)估，但該變換器同樣存在開關(guān)損耗和二極管反向恢復(fù)損耗較大的問題。東南大學(xué)陳武等則對(duì)基于中壓直流母線海上風(fēng)電系統(tǒng)中的升壓直流變換器拓?fù)溥M(jìn)行了比較，并提出了一種諧振開關(guān)電容變換器[9,10]，可較好地避免開關(guān)損耗和二極管反向恢復(fù)損耗較大的問題，但該變換器對(duì)輸出電壓調(diào)節(jié)能力有限。文獻(xiàn)[11-13]則對(duì)幾種隔離型升壓直流變換器拓?fù)溥M(jìn)行了分析對(duì)比，并指出移相全橋變換器是比較優(yōu)化的選擇，但移相全橋變換器在輕載時(shí)很難實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，同時(shí)高壓大容量中高頻變壓器的設(shè)計(jì)與制造難度極大，目前尚無工業(yè)樣機(jī)的報(bào)道。

英國(guó)阿伯丁大學(xué)的 D. Jovcic教授提出一種諧振升壓變換器，可在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)器件的軟開關(guān)以及避免二極管反向恢復(fù)損耗問題，并容易得到很高的電壓增益，對(duì)5MW、4kV/80kV變換器進(jìn)行了仿真分析，預(yù)估效率在95%左右[14]。中國(guó)電力科學(xué)研究院的溫家良教授等也提出了類似的諧振升壓變換器拓?fù)鋄15-17]。但該類諧振升壓變換器也存在如下一些不足：①開關(guān)器件都需要具有反向電壓阻斷能力（如晶閘管），而為了提高開關(guān)頻率，若使用IGBT，則需要在IGBT中串聯(lián)二極管，帶來了額外的導(dǎo)通損耗并增加了成本；②在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)開關(guān)頻率變化很大，不利于輸入/輸出濾波器的設(shè)計(jì)；③諧振電感單向磁化[14]或非對(duì)稱雙向磁化[15-17]，磁心利用率不高，導(dǎo)致諧振電感體積和重量都較大，損耗也相應(yīng)增加。

針對(duì)上述諧振變換器的不足，同時(shí)結(jié)合新能源并網(wǎng)對(duì)升壓直流變換器的需求，本文提出了一種新型諧振升壓變換器，該變換器可實(shí)現(xiàn)很高的電壓增益，并可實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通和近似零電壓關(guān)斷以及整流二極管的零電流關(guān)斷，同時(shí)開關(guān)頻率變化范圍小，諧振電感對(duì)稱雙向磁化。本文詳細(xì)分析了所提出的諧振升壓變換器的工作原理，并對(duì)諧振參數(shù)進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)，在實(shí)驗(yàn)室完成了一臺(tái) 100V/ 1kV、1kW 的原理樣機(jī)，驗(yàn)證了該變換器的工作原理，并給出了實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

1 工作原理分析

圖1為本文提出的諧振升壓變換器主電路結(jié)構(gòu)圖，主要由輸入阻斷二極管VDi、全橋電路、LC并聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)和輸出整流電路組成。圖2給出了該變換器的主要工作波形，Q2、Q3同時(shí)開通和關(guān)斷，Q1、Q4同時(shí)開通和關(guān)斷，一個(gè)開關(guān)周期包括 12個(gè)開關(guān)模態(tài)，其等效電路如圖3所示。在分析之前，作如下假設(shè)：①所有開關(guān)管、二極管、電感和電容均為理想元器件；②輸出濾波電容Co足夠大，輸出電壓Vo為恒定電壓。

圖1　諧振升壓變換器Fig.1 Resonant step-up converter

圖2　主要工作波形Fig.2 Key waveforms

1.1開關(guān)模態(tài)1

模態(tài)1［t0, t1］：在t0時(shí)刻開通Q1和Q4，諧振電容Cr兩端電壓vCr=Vin，Vin加在諧振電感Lr兩端，向Lr儲(chǔ)能，iLr從I0線性增加，負(fù)載電流由Co提供，t1時(shí)刻iLr增加到I1，如圖3a所示。

式中，T1為t0～t1的時(shí)間間隔。

圖3　各種開關(guān)模態(tài)下的等效電路Fig.3 Equivalent circuits of each operation stage

Vin向Lr中存儲(chǔ)的能量為

1.2開關(guān)模態(tài)2

模態(tài)2［t1, t4］：如圖3b所示。在t1時(shí)刻關(guān)斷Q1和 Q4，此后 Lr與 Cr發(fā)生并聯(lián)諧振，即 Cr向 Lr放電，vCr從 Vin開始下降，iLr從 I1諧振增加，與此同時(shí)，A點(diǎn)電位vA從Vin開始下降，B點(diǎn)電位vB從零開始上升，由于開關(guān)器件的輸出電容 Coss（在圖中沒有畫出）相于對(duì)Cr很小，在Q1和Q4關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，其兩端電壓（對(duì)IGBT而言，即集電極與發(fā)射極間電壓）上升很小，可以近似看為零電壓關(guān)斷。

到t2時(shí)刻，vCr下降為零，iLr諧振增加到其最大值，vA=vB=Vin/2。此后 Lr對(duì) Cr反向充電，vCr從零負(fù)向增加，iLr開始諧振下降，vA從Vin/2繼續(xù)下降，vB從Vin/2繼續(xù)上升。

到 t3時(shí)刻，vCr= ?Vin，vA=0，vB=Vin。此時(shí) Q2和 Q3兩端電壓均已下降到零，可以零電壓開通 Q2和 Q3。此后 Lr繼續(xù)對(duì) Cr進(jìn)行反向充電，vCr從?Vin繼續(xù)負(fù)向增加，iLr繼續(xù)諧振下降，此時(shí)輸入阻斷二極管 VDi將承受反向電壓，vB從 Vin繼續(xù)上升，直到t4時(shí)刻，vCr=?Vo，iLr下降到I2。

可見，在t1～t4這段時(shí)間內(nèi)，只是Lr和Cr之間進(jìn)行能量交換，但Lr和Cr上的總能量不變，即

利用拉普拉斯變換求得

式中，T2為t1～t4的時(shí)間間隔。

1.3開關(guān)模態(tài)3

模態(tài)3［t4, t5］：如圖3c所示。在t4時(shí)刻，vCr=?Vo，VDR1和 VDR4自然導(dǎo)通，iLr流過 VDR1和 VDR4給Co充電，并提供負(fù)載電流，vCr保持不變，iLr線性下降，直到t5時(shí)刻，iLr=0，此開關(guān)模態(tài)結(jié)束。

t4～t5的時(shí)間間隔T3為

在此開關(guān)模態(tài)內(nèi)Lr向負(fù)載端傳遞的能量為

負(fù)載在半個(gè)開關(guān)周期內(nèi)消耗的能量為

式中，Ts為開關(guān)周期。

根據(jù)能量守衡定則，在半個(gè)周期內(nèi)有

由式（7）～式（10）可得

1.4開關(guān)模態(tài)4

模態(tài) 4［t5, t6］：如圖 3d所示。在 t5時(shí)刻，iLr下降到零，VDR1和 VDR4自然關(guān)斷，此后 Lr與 Cr發(fā)生并聯(lián)諧振，即Cr向Lr放電，vCr從?Vo開始正向上升，iLr從零開始負(fù)向諧振增加，與此同時(shí)，B點(diǎn)電位vB開始下降。直到t6時(shí)刻，vCr= ?Vin，iLr= ?I3，此開關(guān)模態(tài)結(jié)束。在這段時(shí)間內(nèi)，Lr和Cr上的總能量保持不變，即

可得

利用拉普拉斯變換可得

若在 t6時(shí)刻之前開通Q2和Q3，則在t6時(shí)刻之后，Q2和Q3自然導(dǎo)通，Vin通過Q2和Q3向Lr儲(chǔ)能，iLr負(fù)向線性增加，其開關(guān)模態(tài)類似于開關(guān)模態(tài)1。

若在 t6時(shí)刻之前沒有開通 Q2和Q3，則t6時(shí)刻之后，Lr與 Cr的并聯(lián)諧振將使 vA從零開始諧振上升，vB從Vin開始諧振下降，此時(shí)若再開通Q2和Q3，則失去零電壓開通條件，因此為減小開關(guān)損耗，Q2和Q3須于t6時(shí)刻之前開通。

2 變換器特性分析及參數(shù)設(shè)計(jì)

在半個(gè)周期內(nèi)有

由式（1）、式（2）和式（14）可得

由式（19）可得

從式（20）可以看出，對(duì)于任何給定的Vin、Vo、Lr、Cr和 Io（其中 Vo＞Vin），總可以找到一對(duì) Ts和T1組合滿足式（20），即說明該變換器諧振參數(shù)對(duì)電壓增益沒有影響，只要控制得當(dāng)，變換器可工作在任意電壓增益條件下。此外，對(duì)于給定的Vin、Vo和 Io，Lr與 Cr參數(shù)不同，則將有不同的 Ts和 T1組合滿足式（20），說明該變換器諧振參數(shù)設(shè)計(jì)將影響到工作頻率范圍。

由式（1）、式（14）和式（20）可得

將式（21）代入式（3），可得

將式（21）代入式（6），可得

由式（12）、式（17）、式（18）、式（20）和式（23）可得

在空載情況下有Io=0，則由式（24）可得在空載情況下，有

式中，fs為開關(guān)頻率；fr為L(zhǎng)r與Cr的諧振頻率。

可見，在空載條件下，該變換器的開關(guān)頻率等于Lr與Cr的諧振頻率。其實(shí)從圖2也可以直觀地看出，在空載時(shí)，由于沒有能量的輸入（T1時(shí)段）與輸出（T3時(shí)段），也即T1=T3=0，則變換器一直處于諧振狀態(tài)，所以開關(guān)頻率就等于諧振頻率。而在有載情況下，T1,T3＞0，則開關(guān)頻率低于諧振頻率，負(fù)載越重，開關(guān)頻率越低?？梢娫撟儞Q器的最高開關(guān)頻率為

從第1節(jié)分析可以看出，為了實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通，變換器的最小占空比為

而允許的最大導(dǎo)通時(shí)間為t3～t7時(shí)段，由式（5）可得t1～t3的時(shí)間間隔ΔT為

則變換器的最大占空比為

下面以一個(gè)具體例子來對(duì)該變換器參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，設(shè)Vin=100V，Vo=1kV，Iomax=1A，fsmax=10kHz。根據(jù)式（24）可求得滿載時(shí)Ts關(guān)于Lr的表達(dá)式，但式（24）表明 Ts是與 Lr相關(guān)的隱函數(shù)，無法得到Ts的解析解。借助數(shù)學(xué)分析軟件Maple進(jìn)行數(shù)值計(jì)算，可以得到Lr與Ts的關(guān)系曲線，如圖4所示。

圖4　Lr與Ts關(guān)系曲線Fig.4 The relationship curve between Lrand Ts

由式（14）可以得到Lr與Io的關(guān)系曲線，如圖5中虛線所示，由于無法通過 Maple軟件直接得到Lr與I1的關(guān)系曲線，只能通過式（21）和式（24）描點(diǎn)得到，如當(dāng) Lr=200μH時(shí)，通過式（24）可得Ts=125μs，再代入式（21）可得I1=91.46A。

圖5　Lr與Io和I1關(guān)系曲線Fig.5 The relationship curves between Lrand I0, I1

從圖4可以看出，Lr越小，滿載時(shí)Ts越小，開關(guān)頻率越高，即開關(guān)頻率變化范圍越窄，有利于輸入、輸出濾波器和磁性元件的設(shè)計(jì)；反之，Lr越大，滿載時(shí)Ts越大，開關(guān)頻率越低，即開關(guān)頻率變化范圍越寬，則不利于輸入、輸出濾波器和磁性元件的設(shè)計(jì)。而從圖5可以看出，Lr越小，Io和 I1越大，即開關(guān)管和二極管的峰值電流越大，不利于開關(guān)器件的選擇；而Lr越大則有利于開關(guān)器件選擇。

可見，Lr的選擇需要折中考慮以上兩方面的影響，選定最高開關(guān)頻率為10kHz，則選Lr=630μH，Cr=0.49μF，從圖 4和圖 5可得最低開關(guān)頻率約為5.8kHz，開關(guān)管峰值電流約為35A。

圖6　Dmin和Dmax曲線Fig.6 The curves of Dminand Dmax

Lr與Cr參數(shù)確定后，則由式（27）～式（29）可得在不同負(fù)載電流時(shí)的Dmin和Dmax曲線，如圖6所示。從圖中可見，Dmin和Dmax都隨負(fù)載電流增大而增大，Dmin最大值為0.16，Dmax最小值約為0.47。因此，為了在整個(gè)負(fù)載電流范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通，開關(guān)管占空比取在0.16～0.47區(qū)間內(nèi)的任意值都可以，如圖6的陰影區(qū)所示。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提出的諧振升壓變換器的可行性，本文設(shè)計(jì)了一臺(tái)最大負(fù)載1kW的原理樣機(jī)。具體參數(shù)如下：輸入直流電壓 Vin＝100V，輸出電壓Vo=1 000V，輸出滿載電流 Iomax＝1A，最高開關(guān)頻率 fsmax＝10kHz，由于實(shí)際產(chǎn)品選型限制，選 Cr＝0.5μF，Lr＝630μH。1kW、500W以及20W負(fù)載情況的工作波形如圖7所示。

從圖7可以看出，實(shí)驗(yàn)結(jié)果和理論分析相一致，由圖7b、圖7d和圖7f可以看出，IGBT開通時(shí)，其發(fā)射極和集電極之間電壓已為零，當(dāng) IGBT關(guān)斷時(shí)，發(fā)射極和集電極之間電壓上升很小，可見其實(shí)現(xiàn)了零電壓開通和關(guān)斷；此外，整流二極管也實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。在1kW負(fù)載時(shí)變換器開關(guān)頻率約為5.8kHz，在500W負(fù)載時(shí)變換器開關(guān)頻率約為6.8kHz，在 20W負(fù)載時(shí)變換器開關(guān)頻率約為 7.9kHz，與理論設(shè)計(jì)相吻合。

圖7　諧振升壓變換器實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental results of the step-up resonant converter

4 結(jié)論

針對(duì)高壓大功率升壓變換應(yīng)用場(chǎng)合，本文提出了一種可實(shí)現(xiàn)高電壓增益的諧振變換器，詳細(xì)分析了該諧振變換器的工作原理以及工作特性，并進(jìn)行了詳細(xì)的參數(shù)設(shè)計(jì)，最后通過一臺(tái)100V/1kV、1kW原理樣機(jī)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。該諧振變換器具有如下優(yōu)點(diǎn)：①所有開關(guān)管在全負(fù)載范圍內(nèi)均實(shí)現(xiàn)了ZVS；②輸出整流二極管實(shí)現(xiàn)了ZCS，且其電壓應(yīng)力為輸出電壓；③開關(guān)頻率變化范圍較小，易于優(yōu)化設(shè)計(jì)磁性元件。

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A Step-Up Resonant Converter for Grid-Connected Renewable Energy Sources

Due to soft-switching for switching devices, resonant converters are suitable for high-power applications. This paper proposes a resonant converter which is suitable for grid-connected renewable energy sources. The converter can achieve high voltage-gain using LC parallel resonant tank. It has the features such as zero-voltage-switching (ZVS) turn-on, nearly ZVS turn-off, and zero-currentswitching (ZCS) turn-off of rectifier diode. In addition, compared with the conventional resonant converter, the switching frequency variation of the proposed resonant converter is smaller over the entire load range. The operation principle of the converter and the selection of the resonant parameters are presented in the paper. A 1kW prototype is built in the lab to verify the effectiveness of the converter.

Resonant converter, voltage step-up, renewable energy source, soft switching

TM46

陳 武 男，1981年生，博士，副研究員，研究方向?yàn)楣β孰娮幼儞Q技術(shù)及分布式發(fā)電技術(shù)。

E-mail: chenwu@seu.edu.cn（通信作者）

吳小剛 男，1990年生，碩士研究生，研究方向?yàn)楣β孰娮幼儞Q技術(shù)。

E-mail: 404377617@qq.com

國(guó)家自然科學(xué)基金（51307024），教育部博士點(diǎn)基金（20120092120053），中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)專項(xiàng)資金（2242014R30018），教育部留學(xué)回國(guó)人員科研啟動(dòng)基金和國(guó)家電網(wǎng)公司專項(xiàng)支持項(xiàng)目（國(guó)家電網(wǎng)科研（2013）304號(hào)）資助。

2014-04-08 改稿日期 2015-05-27