杜 丹

(中國西南電子技術(shù)研究所，成都 610036)

1 引言

深空任務(wù)主要通過測量無線電信號來導航，測量的三種元素為距離、速度和角度，隨著技術(shù)發(fā)展，深空測控系統(tǒng)X 頻段的測速精度達到了0.03 mm/s(60 s積分)，測距精度為60 cm，測角精度為20～25 mrad［1］，遠遠高于傳統(tǒng)測控系統(tǒng)。文獻［2］指出，測速精度不僅取決于頻標短穩(wěn)，還與信道附加的相位噪聲有關(guān)，同時，深空測控具有較長雙向延時，相位噪聲中的調(diào)頻閃爍噪聲和頻率游動噪聲隨著時間的加長而發(fā)散，也會引入不可忽略的測距誤差［3］。三向測量時，由于收發(fā)站不同源，短穩(wěn)及相位噪聲的影響就更加明顯［4］，因此，為了提高深空系統(tǒng)的測量精度就必須減小信道附加相位噪聲。信道自身的相位噪聲主要有兩類，一類是放大器內(nèi)部噪聲對輸入信號的相位調(diào)制，另一類是鎖相本振或頻綜器產(chǎn)生的環(huán)路相位噪聲，兩類噪聲統(tǒng)計獨立，可以利用疊加原理線性相加。目前由于放大器都采用了負反饋技術(shù)，使相位噪聲深度抑制［5］，因此信道的相位噪聲主要就是鎖相頻綜器的相位噪聲。

深空站要求S 頻段信道/頻綜器在頻偏1 Hz～10 MHz的相位噪聲為－68 dBc/Hz@1 Hz≤f ＜10 Hz，－78 dBc/Hz@10 Hz≤f ＜10 kHz，－88 dBc/Hz@10 kHz≤f ＜1 MHz，－125 dBc/Hz@1 MHz≤f≤10 MHz，與傳統(tǒng)測控系統(tǒng)最大的不同在于提出了10 Hz以下和1 MHz以上的指標要求?！禢ASA 深空任務(wù)系統(tǒng)通信鏈路設(shè)計手冊》第209 分冊也明確建議美空網(wǎng)34 m波束波導系統(tǒng)DSS34 開環(huán)科學研究設(shè)備的S 頻段1 Hz相噪為－63.5 dBc/Hz。

目前，測控站頻率合成都采用直接數(shù)字頻率合成(Direct Digital Synthesizing，DDS)和鎖相環(huán)(Phased－Lock－Loop，PLL)混合的方式，通常有兩種設(shè)計方法，第一種是利用DDS 作參考源驅(qū)動PLL環(huán)路［6］，電路簡單，但容易引入鑒相器的附加相位噪聲且在環(huán)路帶內(nèi)以20lgN 的量級惡化;另一種改進形式就是在PLL 環(huán)路內(nèi)插入DDS，并結(jié)合正交調(diào)制技術(shù)，實現(xiàn)一種更為經(jīng)濟合理的頻率合成方法［7］。很多文獻［8－9］都提到了頻綜器的低相噪設(shè)計，但都沒有涉及1 Hz的相噪設(shè)計，也沒有工程手冊給出各種集成芯片的1 Hz基底相噪，這就給頻綜器的設(shè)計帶來了困難。本文將采用凸顯的方法推算鑒相器和DDS 的1 Hz相噪，并在第二種電路形式的基礎(chǔ)上設(shè)計環(huán)路帶寬和1 MHz以上的相噪，重點分析1 Hz近載的附加相位噪聲和設(shè)計方法。

2 DDS 驅(qū)動PLL 頻率合成方法及相噪分析

早期的測控通信系統(tǒng)采用PLL 頻率合成技術(shù)，具有輸出頻率高、頻譜質(zhì)量好等優(yōu)點，但其頻率切換速度低，只能達到微秒級。而DDS 技術(shù)則具有納秒級高速頻率捷變能力以及精細的頻率和相位分辨能力，但頻譜純度不如PLL，工程設(shè)計過程中常要折衷考慮帶寬、頻率分辨率、頻率切換時間和相位噪聲等要求。因此，出現(xiàn)了多種將兩種技術(shù)結(jié)合起來構(gòu)成DDS 與PLL 混合技術(shù)實現(xiàn)頻率合成的方案，DDS 作為參考驅(qū)動PLL 頻率合成就是其中之一。DDS 輸出步長小且有較高相噪，但具有較多雜散，而PLL雖然相位噪聲差，但它對雜散的抑制性能良好。所以將DDS 與PLL 兩種頻率合成技術(shù)結(jié)合起來，是一種非常合理的頻率合成方案。

以某測控站頻綜器為例，該頻綜器主要由五部分組成，分別是參考處理模塊(Ref)、直接數(shù)字頻率合成(DDS)、壓控振蕩器(VCO)、分頻以及鑒相器(PD)，采用DDS 和PLL 串行設(shè)計方法，參考經(jīng)鎖相環(huán)倍頻后作為DDS 的時鐘信號，DDS 的輸出信號為后級PLL 提供小步進參考信號，組成原理如圖1 所示。

圖1 某測控站DDS 和PLL 混合設(shè)計的頻綜器原理Fig.1 Principle of synthesizer based on DDS and PLL

頻綜器設(shè)計的最高目標就是不引入附加的相噪，環(huán)路帶內(nèi)的相噪完全決定于外參考，外參考經(jīng)過鎖相和N 次倍頻后，相位噪聲按照20lgN 的理論值變化，環(huán)路帶外的相噪主要決定于VCO 自身的相噪。采用圖1 的方案，DDS 和PLL 串行設(shè)計，至少存在三個方面的問題:第一是參考處理模塊中，由于參考通常采用相噪非常理想的10 MHz，鑒相基底貢獻的噪聲遠大于參考相位噪聲，使鑒相器自身的基底噪聲成為了等效輸入噪聲的主要部分，從而引起附加相噪，即使更為理想的頻標，也不能改善輸出的相位噪聲;第二是DDS 產(chǎn)生的附加相噪以及雜散，經(jīng)過PLL 后按照倍頻N2進一步惡化，甚至DDS 輸出為其相噪下限，鎖相倍頻后相位噪聲不能滿足系統(tǒng)要求;第三是DDS 經(jīng)過倍頻后，頻率分辨率下降明顯，損失了固有的優(yōu)點。

3 深空系統(tǒng)頻綜器改進設(shè)計

3.1 電路設(shè)計方法

深空站采用高穩(wěn)氫原子鐘，為了確保它對于頻率綜合器近端相噪的影響，需要對DDS 和PLL 串行設(shè)計的電路進行改進，一種更合理的方法就是將DDS 通過正交調(diào)制技術(shù)在微波頻段直接與PLL 混頻，避免了后級再倍頻產(chǎn)生的相噪惡化。頻綜器的設(shè)計原理如圖2 所示。

圖2 采用DDS 正交調(diào)制的頻率綜合器Fig.2 Frequency synthesizer based on DDS quadrature modulation and PLL

相對于圖1，DDS 正交調(diào)制方法的重點在于控制環(huán)路的附加相噪，主要采用以下措施:

(1)相比參考鎖相倍頻為DDS 提供時鐘的方式，采用參考直接倍頻為本振PLL 提供鑒相輸入的方式，避免了參考鎖相倍頻時鑒相基底引入的附加噪聲;

(2)相比DDS 和PLL 串行設(shè)計，正交調(diào)制的方案減少了一個附加DDS 相噪的環(huán)節(jié);

(3)DDS 直接正交混頻到輸出工作頻率，減少了一個因再次倍頻擴大附加相噪的環(huán)節(jié);

(4)參考信號倍頻后采用50 MHz窄帶晶體濾波，改善了10 kHz和100 kHz相噪;

(5)采用試驗方法確定DDS 和鑒相器1 Hz基底相噪，用于低相噪頻綜器的設(shè)計。

3.2 低相噪設(shè)計方法及分析

某深空測控系統(tǒng)采用DDS 與PLL 正交調(diào)制的方法設(shè)計頻綜器，其相位噪聲仍然包括參考輸入和鑒相基底貢獻的等效輸入噪聲、VCO 貢獻的環(huán)路帶外噪聲以及DDS 混頻產(chǎn)生的加性相位噪聲。對于環(huán)路帶內(nèi)的參考噪聲，鑒相器與DDS 噪聲均為附加噪聲，需要控制到遠小于參考噪聲的水平，使頻綜器輸出相噪按照式(1)的理論值變化:

式中，Lr(f) 表示參考相噪，單位為dBc/Hz;N 表示倍頻次數(shù)。目前，工程手冊并未直接提供集成電路芯片的1 Hz基底相噪，其噪聲需要通過試驗數(shù)據(jù)確定。

3.2.1 鑒相器1 Hz 相噪分析及設(shè)計

試驗采用對高穩(wěn)晶振鎖相倍頻，凸顯鑒相器1 Hz噪聲的方法來推算基底相噪。如前述分析，非相干參考相噪和鑒相器噪聲組成環(huán)路帶內(nèi)等效輸入噪聲，按照20lgN(倍頻次數(shù))的規(guī)律變化，當倍頻次數(shù)超過某值，PLL 輸出相噪不再以式(1)的理論值變化時，測試到的相位噪聲即為鑒相器貢獻的相位噪聲。試驗選取了一種電壓型鑒相器(HMC440)和常用于測控站本振的電流型鑒相器(ADF4106)，分別設(shè)計650 MHz單點頻鎖相環(huán)，鑒相頻率10 MHz。為了真實比較兩種鑒相器的1 Hz性能，鎖相環(huán)采用的VCO、電路形式以及測試儀器完全相同。測試結(jié)果如表1 所示。

表1 兩種鑒相器的相位噪聲測試結(jié)果Table 1 Test results of phase noise of two styles of phase discriminator

試驗結(jié)果表明:

(1)電壓型鑒相器環(huán)路輸出相噪比參考倍頻的相噪惡化2 dB，因此可以認為，65 倍頻時鑒相器貢獻的相噪基本與參考倍頻的相噪相當或者更小，即－85 dBc/Hz;

(2)電壓型鑒相器的近端相噪性能(＜10 Hz)遠遠好于電流型鑒相器;

(3)根據(jù)式(2)推算鑒相器1 Hz基底相噪如表2所示:

式中，L2(f) 為鑒相器輸出相噪，LPD(f) 為基底相噪，它們的單位都是dBc/Hz;Fc為鑒相頻率，N 為倍頻次數(shù)。

表2 兩種鑒相器1 Hz 基底相噪的分析結(jié)果Table 2 1 Hz base phase noise of two styles of phase discriminator

而工程手冊提供HMC440 的100 Hz、1 kHz、10 kHz和100 kHz的基底相噪均為－233 dBc/Hz，按照環(huán)路帶內(nèi)相噪外推的方式，理想1 Hz相位噪聲應(yīng)為相同量級，因此可認為－233 dBc/Hz ＜LPD(1 Hz)＜－192 dBc/Hz，其中LPD(1 Hz)為1 Hz鑒相基底，單位為dBc/Hz。

3.2.2 DDS 相位噪聲分析及設(shè)計

DDS 相位噪聲包括累加器相位截斷引入的相位噪聲、ROM 存儲器有限字長引入的相位噪聲和DAC 量化引入的相位噪聲［10］。DDS 輸出的最高頻率嚴格限制為時鐘頻率的1/2，考慮到雜散因素，通常使用在時鐘頻率的1/4 以下，因此具有分頻功能。理論上，時鐘相噪以分頻比N 優(yōu)化，如式(3)所示:

式中，Lc(f) 表示時鐘相噪，單位為dBc/Hz;N 表示分頻次數(shù)。但實際上分頻優(yōu)化值比理論值要小，工程上一般考慮小3 dB。嚴重時，附加相位抖動完全抵消分頻優(yōu)化部分，甚至使DDS 輸出相噪差于時鐘相噪。工程手冊未直接提供DDS 相位噪聲，但仍然可以分析不同輸出頻率時的相噪表現(xiàn)，采用凸顯的方法確定其相位噪聲。一款常用的DDS 集成芯片，輸出80 MHz和5 MHz時，該DDS 在100 Hz、1 kHz、10 kHz和100 kHz相噪數(shù)據(jù)如表3 所示。

表3 一種DDS 在不同頻率的相位噪聲Table 3 A DDS phase noise at the different frequency

理想情況下，如圖1 所示的300 MHz時鐘相噪按照DDS 分頻比優(yōu)化，當輸出為80 MHz，分頻比相對較小，輸出相噪基本體現(xiàn)了時鐘相噪的理論變化，如式(3)。當輸出為5 MHz時，分頻比相對較大，理論上將在80 MHz相噪基礎(chǔ)上繼續(xù)優(yōu)化24 dB，但實際上變化很小，可以認為5 MHz 時的輸出相噪即DDS 貢獻的相噪，其影響凸顯，超過了時鐘的相噪，但時鐘通過DDS 后，相噪總會因分頻比而優(yōu)化，不會比DDS 貢獻的相噪更差。對于圖2 所示頻綜器的設(shè)計方案，DDS 最高輸出頻率為60 MHz，根據(jù)表3，可合理假設(shè)80 MHz相噪是按照分頻倍數(shù)優(yōu)化到60 MHz。重要的是，無論如何都優(yōu)于DDS 的相噪下限，即表3 中的5 MHz時的輸出相噪。

即使按照10 dB 滾降外推，1 Hz、10 Hz的相位噪聲也分別小于－108 dBc/Hz和－118 dBc/Hz。根據(jù)圖2，參考通過6 倍頻作DDS 時鐘，輸出后與相同參考經(jīng)本振環(huán)PLL 倍頻155 次后的輸出正交混頻，按照疊加原理其相噪完全可以忽略不計。

3.2.3 環(huán)路帶寬及1 MHz以上相噪分析

環(huán)路帶寬是頻綜器設(shè)計首先需要考慮的問題。器件手冊一般直接提供VCO 的相噪曲線，而環(huán)路帶內(nèi)等效輸入相噪曲線可以采用仿真的方法得到，工程上常取兩條曲線的交點作為環(huán)路帶寬的設(shè)計值，使頻綜器的相位噪聲最優(yōu)。不同于傳統(tǒng)測控，深空系統(tǒng)對于環(huán)路遠端，一直到10 MHz的相噪有明確要求，因此不能因為滿足1 Hz/10 Hz等相噪而一味壓窄環(huán)路帶寬，需要綜合考慮參考相噪、VCO 相噪的影響，環(huán)路帶寬設(shè)計值取180 kHz。而VCO 對于環(huán)路輸出相噪的影響，不僅需要考慮環(huán)路帶外各點，還應(yīng)該考慮帶內(nèi)鄰近環(huán)路帶寬的點，工程上這些點對VCO 相噪的抑制一般認為10 dB，甚至更大，圖2 頻率綜合器采用的一款VCO，器件手冊提供環(huán)路邊界點100 kHz相位噪聲－128 dBc/Hz，環(huán)路帶寬180 kHz，考慮環(huán)路帶寬，VCO 在此點的相位噪聲抑制10 dB為－118 dBc/Hz，電路上受到電源和濾波器運放的影響，再進一步考慮相噪惡化5 dB，因此實際考慮VCO在此點的相噪為－113 dBc/Hz，如表4 所示。

表4 VCO 在帶外頻偏的相噪分析結(jié)果Table 4 Analysis of VCO's phase noise at offset frequency dBc·Hz －1

(1)晶體濾波器對100 kHz 相噪的改善作用

指標要求10 kHz 的相噪－88 dBc/Hz，按10 dB滾降，100 kHz的相噪預(yù)計－98 dBc/Hz，考慮設(shè)計余量10 dB，則100 kHz相噪的設(shè)計值－108 dBc/Hz，為了減小VCO 的影響，環(huán)路帶寬必須大于100 kHz，實際設(shè)計為180 kHz，如果不采取別的措施，如表4所示的100 kHz參考相噪155 次倍頻輸出后，按照式(1)計算理論值 為－106.2 dBc/Hz，不能滿足－108 dBc/Hz的設(shè)計要求。實際設(shè)計時，如圖2 的參考輸入端采用了帶寬2.5 kHz的晶體濾波器，改善100 kHz的參考相噪，凸顯了VCO 的相噪，如前述分析考慮各種影響，VCO 設(shè)計值為－113 dBc/Hz。

(2)晶體濾波器對1 MHz以上相噪的改善作用

同樣地，參考相噪不能僅僅考慮對于環(huán)路帶內(nèi)的影響，還應(yīng)該考慮帶外的各點，指標要求1 MHz相噪－125 dBc/Hz，考慮設(shè)計余量10 dB，則要求設(shè)計值－135 dBc/Hz。1 MHz處于環(huán)路帶外，相對于100 kHz為10 倍頻程點，環(huán)路低通對此點的抑制約30 dB，如果不采取別的措施，參考相噪155 次倍頻輸出后，按照式(1)變化再抑制30 dB為－136.2 dBc/Hz，不能確保該指標要求，因此設(shè)計晶體濾波器改善參考相噪的影響，凸顯VCO 的相噪作用。

(3)本振環(huán)相噪

經(jīng)環(huán)路帶寬和晶體濾波器設(shè)計，本振環(huán)10 kHz以上的相噪最終決定于VCO，如表4 所示。

3.2.4 相噪設(shè)計結(jié)果

根據(jù)上述分析，綜合考慮鑒相基底相噪、DDS相噪、VCO 相噪、參考倍頻相噪以及環(huán)路帶寬和晶體濾波設(shè)計，采用電壓型頻綜器的最終設(shè)計結(jié)果如表5 所示。1 Hz相噪由高穩(wěn)參考決定，倍頻后為－73 dBc/Hz，可以滿足－68 dBc/Hz@1 Hz的技術(shù)要求。

表5 某深空測控系統(tǒng)頻率綜合器相位噪聲的設(shè)計值Table 5 Phase noise of synthesizer designed for a deep space TT＆C system dBc·Hz －1

4 1 Hz 相噪的測試方法及結(jié)果分析

為了得到準確的相位噪聲測試結(jié)果，要求參考源的相位噪聲比被測源的相位噪聲高10 dB以上，否則測量結(jié)果需要進行修正。深空測控系統(tǒng)采用了主動型氫原子頻率標準作為時間頻率標準，其10 MHz輸出的近端相位噪聲在1 Hz 偏離載波處達到了－120 dBc/Hz，這已是目前商用頻標中的最高水平，以此為參考的頻綜器測試只能采用兩源互比的方法，即被測件與參考鑒相檢波，并對測量結(jié)果進行修正。利用下變頻法，將被測本振下變頻到中頻，在中頻鑒相檢波，因參考源和被測源噪聲不相干，測量結(jié)果扣除3 dB得到被測信號的相位噪聲，其測量原理框圖如圖3 所示。

圖3 混頻和鑒相法兩源比對相噪測試Fig.3 Phase noise test through source comparison between mixing frequency method and phase discrimination method

測試結(jié)果為被測信號和參考信號的非相干總貢獻，由于被測本振與參考本振完全相同，并且采用的10 MHz參考指標也是一樣的，所以其測量結(jié)果扣除3 dB，就是被測信號的相位噪聲。采用上述方法設(shè)計L 頻段頻綜器，利用兩源比對法，典型測試結(jié)果如圖4 所示。

圖4 L 頻段頻綜器相噪測試結(jié)果Fig.4 Test result of phase noise of the L－band frequency synthesizer

分析圖4 的測試曲線，在100 Hz以下和1 MHz以上的范圍內(nèi)，相噪基本上按照冪律譜的規(guī)律變化，滾降特征明顯未產(chǎn)生附加相噪。實際環(huán)路帶寬300 kHz左右，其選擇是合理的，符合重點設(shè)計10 Hz以下和1 MHz以上低相位噪聲的初衷。實測結(jié)果為－73 dBc/Hz@ 1 Hz，－132 dBc/Hz@ 1 MHz，其他測試點見圖4，與表5 的設(shè)計值很接近，滿足指標要求。

5 結(jié)束語

深空測控系統(tǒng)的頻綜器采用DDS 與PLL 正交調(diào)制的方案，通過試驗確定了鑒相器和DDS 的基底相噪并擇優(yōu)選取集成芯片，在鎖相環(huán)相噪模型的基礎(chǔ)上，結(jié)合工程數(shù)據(jù)分析了DDS、鑒相器和VCO 的相位噪聲，并綜合設(shè)計環(huán)路帶寬，利用晶體濾波改善參考相噪對于環(huán)路帶外的影響，最大程度地抑制了附加相噪，最終使頻綜器的帶內(nèi)相噪完全由參考決定，環(huán)路帶外相噪由VCO 決定，實現(xiàn)了頻綜器最高設(shè)計目標。測控通信系統(tǒng)對于軌道測量精度的普遍要求，使得這種相噪設(shè)計和分析的方法可以用于多數(shù)地面測控站，并能延伸到其他頻段。本文通過試驗及外推等方法巧妙獲取了鑒相器及DDS 等元器件的近載相噪值，擺脫了工程手冊的限制，并首次用于測控系統(tǒng)中的1 Hz近載低相噪設(shè)計，最后采用兩源互比的方法進行測試，這些都是以往頻綜器設(shè)計中未曾涉及到的領(lǐng)域，對于極低相位噪聲的頻綜器設(shè)計具有參考價值。

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