房玲+章建峰+樊軼

摘 要： 針對光伏發(fā)電系統(tǒng)中的兩級式并網(wǎng)逆變器，采用了一種新型的分時復(fù)合控制策略。首先詳細分析了分時復(fù)合控制策略的基本工作原理，該方法可以使得前后兩級電路交替進行高頻開關(guān)工作，從而有利于減小損耗；在此基礎(chǔ)上，對分時復(fù)合控制策略下的入網(wǎng)電流控制環(huán)路進行小信號建模，并給出了相應(yīng)的控制環(huán)路參數(shù)設(shè)計，以保證具有良好的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能；最后搭建了一臺1 kW實驗樣機并進行實驗驗證。實驗結(jié)果表明所采用分時復(fù)合控制策略的可行性和有效性。

關(guān)鍵詞： 兩級式； 并網(wǎng)逆變器； 分時復(fù)合控制； 電流控制

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2015）15?0112?05

Research on time?shared compound control strategy for two?stage grid?connected inverter

FANG Ling1， ZHANG Jianfeng1， FAN Yi2

（1. CSIC No. 704 Research Institute， Shanghai 200031， China； 2. NARI Technology Co.， Ltd.， Nanjing 211106， China）

Abstract： A novel time?shared compound control strategy is presented for two?stage grid?connected inverter in photovoltaic power generation system. The working principle of the strategy is analyzed in detail. This method can make the two stages work with high?frequency switching alternately， which is helpful to decrease power losses. On the basis of the method， the current control loop under time?shared compound control strategy is conducted small signal modeling. The parameter design of relevant control loops was presented to ensure better steady state performance and dynamic performance. The 1 kW experimental prototype was constructed and verified by experiments. The experimental results demonstrate that time?shared compound control strategy has feasibility and validity.

Keywords： two?stage； grid?connected inverter； time?shared compound control； current control

0 引 言

近年來，環(huán)境污染和能源短缺問題日益嚴重，可再生清潔能源的開發(fā)與利用得到越來越多的關(guān)注，太陽能由于其分布廣泛、方便直接利用等特點得到廣泛應(yīng)用[1]。根據(jù)光伏發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)的關(guān)系，光伏發(fā)電系統(tǒng)可分為離網(wǎng)型和并網(wǎng)型兩類[2]。在并網(wǎng)型光伏發(fā)電系統(tǒng)中，并網(wǎng)逆變器作為能量變換的核心部分，對于入網(wǎng)電流質(zhì)量、變換效率、系統(tǒng)成本以及安全性能等方面都具有重要的影響。在中、小功率等級系統(tǒng)中，兩級式并網(wǎng)逆變器以其拓撲簡單、效率高及造價低等優(yōu)勢而被廣泛應(yīng)用[3]。

就兩級式并網(wǎng)逆變器的控制而言，目前常見的控制策略主要有傳統(tǒng)型控制[4]和新型PCS（Power Conditioning System）控制[5]等。文獻[4]詳述了傳統(tǒng)型控制策略，其中前級實現(xiàn)最大功率點跟蹤（Maximum Power Point Tracking，MPPT），后級實現(xiàn)并網(wǎng)電流控制。該控制方案通過母線電容實現(xiàn)前后兩級的控制解耦[5]，但較大的母線電容會增加系統(tǒng)的體積和重量。文獻[6]提出了一種新型PCS控制策略，該控制策略通過后級實現(xiàn)MPPT，不需要采樣光伏陣列的輸出電壓和電流，可以簡化采樣電路，但其控制系統(tǒng)較為復(fù)雜。文獻[7]針對兩級式并網(wǎng)逆變器提出了一種分時復(fù)合的控制策略，即在任意時刻，系統(tǒng)中開關(guān)管僅只有一部分進行高頻開關(guān)工作，另一部分處于工頻開關(guān)或者不工作的狀態(tài)。這種控制方法可以在一定程度上減小開關(guān)器件的損耗，有利于提高系統(tǒng)的整體效率。

為了實現(xiàn)光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)高效運行，本文采用新型分時復(fù)合控制策略。文中詳細分析了分時復(fù)合控制策略的工作原理，并對該控制策略下的入網(wǎng)電流控制環(huán)路進行了詳細的建模分析與環(huán)路設(shè)計，最后通過一臺1 kW原理樣機進行實驗驗證。實驗結(jié)果表明，采用分時復(fù)合控制策略可以有效地實現(xiàn)并網(wǎng)電流的控制并提高并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的效率。

1 分時復(fù)合控制策略原理

1.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖1所示為分時復(fù)合控制并網(wǎng)逆變器拓撲結(jié)構(gòu)圖，其由前級Boost斬波電路和后級全橋逆變電路兩部分構(gòu)成。其中：[Lb，][Qc]和[Dc]構(gòu)成Boost電路；[Q1～Q4]構(gòu)成全橋逆變電路；[Cdc]為中間母線電容；[Lf]為并網(wǎng)濾波電感；[Db]為旁路二極管。

圖1 分時復(fù)合控制并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)

1.2 分時復(fù)合控制工作原理

根據(jù)輸入直流電壓Vin與網(wǎng)側(cè)電壓絕對值[vAC]之間的關(guān)系，系統(tǒng)可以工作在“Boost”和“Buck”兩種模式。當(dāng)[Vin

圖2 分時復(fù)合控制門極驅(qū)動時序圖

（1） “Buck”工作模式

當(dāng)Vin>[vAC]時，系統(tǒng)工作在“Buck”模式，前級Boost電路被Db旁路，光伏陣列功率直接經(jīng)過[Db]向后級傳輸。同時，后級全橋逆變電路采用單極性SPWM調(diào)制方式，調(diào)制出圖2中[AB]和[CD]兩段并網(wǎng)電流波形，其中功率管Q1（Q3）工作在工頻開關(guān)狀態(tài)、Q2（Q4）工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，具體而言，即在電網(wǎng)電壓vAC的正半周，功率管Q1保持導(dǎo)通、Q2（Q3）保持關(guān)斷、Q4高頻開關(guān)；相反地，在電網(wǎng)電壓vAC的負半周，功率管Q3保持導(dǎo)通、Q1（Q4）保持關(guān)斷、Q2高頻開關(guān)。與傳統(tǒng)控制方法相比，在此階段內(nèi)前級Boost電路的開關(guān)和導(dǎo)通損耗均不復(fù)存在，前級電路僅有旁路二極管[Db]的導(dǎo)通損耗，從而有利于系統(tǒng)效率的提高。

（2） “Boost”工作模式

當(dāng)Vin<[vAC]時，系統(tǒng)工作在“Boost”模式，前級Boost電路中功率管Qc工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，并調(diào)制產(chǎn)生圖2中BC段的并網(wǎng)電流波形；同時，后級全橋逆變電路中功率管Q1～Q4均工作在工頻開關(guān)狀態(tài)。具體而言，即在電網(wǎng)電壓vAC的正半周，功率管Q1（Q4）保持導(dǎo)通、Q2（Q3）保持關(guān)斷；相反地，在電網(wǎng)電壓[vAC]的負半周，功率管Q2（Q3）保持導(dǎo)通、Q1（Q4）保持關(guān)斷。因此，在“Boost”工作模式下，僅有Qc在高頻開關(guān)，從而可以極大地降低整個系統(tǒng)的開關(guān)損耗、提高系統(tǒng)效率。

由上述分析可知，相較于傳統(tǒng)控制方法而言，本文所采用的分時復(fù)合控制方法，可以使得前后兩級電路交替進行高頻工作，從而有利于減小開關(guān)損耗；同時，在“Boost”模式下前級電路的輸出電壓為部分正弦波，即不需要很大容量的母線電容來保證母線電壓的恒定，因此可以采用體積較小的薄膜電容代替電解電容。

2 分時復(fù)合控制策略下的并網(wǎng)電流控制

2.1 “Buck”工作模式環(huán)路分析與設(shè)計

在“Buck”工作模式下，不考慮[Db]時，圖1所示系統(tǒng)在一個開關(guān)周期內(nèi)的等效電路如圖3所示，其中后級逆變電路采用單極性SPWM調(diào)制。

圖3 “Buck”工作模式下不考慮Db時的等效電路

根據(jù)圖3所示等效電路，采用狀態(tài)空間平面法列寫其狀態(tài)方程，同時利用拉普拉斯變換，可以得到[d（s）]到[iLf（s）]的傳遞函數(shù)：

[iLf（s）d（s）=s2CdcLbVc+s（CdcR1Vc-LbDiLf）+Vc-DR1iLfs3CdcLbL2+s2（CdcR1Lf+CdcLbR2）+s（Lf+CdcR1R2+LbD2）+R2+D2R1] （1）

求解式（1）中分子對應(yīng)的方程可以得到兩個實部為正數(shù)的根，即存在兩個右半平面零點，此時系統(tǒng)為非最小相位系統(tǒng)。

若考慮Db，則系統(tǒng)在一個開關(guān)周期內(nèi)的等效電路如圖4所示，同樣列寫狀態(tài)平均方程，可以得到此時[d（s）]到[iLf（s）]的傳遞函數(shù)為：

[iLf（s）d（s）=VinsLf+R2] （2）

由式（2）可知，此時系統(tǒng)為一階系統(tǒng)。因此，在“Buck”工作模式下，跨接的旁路二極管不僅可以減小損耗，還可以顯著簡化系統(tǒng)補償環(huán)節(jié)的設(shè)計。

圖4 “Buck”工作模式下考慮Db時的等效電路

圖5給出了“Buck”工作模式下的電流環(huán)控制框圖。其中：[Gbuckc（s）]為電流環(huán)補償環(huán)節(jié)；[GPWM=1Vm]為PWM環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)；[Gbuck（s）]為式（2）所示的系統(tǒng)傳遞函數(shù)。同時，考慮到信號采樣存在且SPWM調(diào)制存在滯后，故需要增加相應(yīng)的慣性環(huán)節(jié)。

按照典型I型系統(tǒng)設(shè)計補償環(huán)節(jié)，取[Tli=LfR2，]則可抵消傳遞函數(shù)的極點，增大系統(tǒng)相位裕度、提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。由此可得系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)：

[Gbucko（s）=Vin?GPWM?KlpLf?s?（1+Ts?s）] （3）

圖5 “Buck”工作模式下的簡化控制框圖

由式（3）可求得閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

[Gbuckl（s）=ω2ns2+2ζωns+ω2n] （4）

式中：[ωn=Vin?GPWM?KlpTs?Lf；][ζ=12LTs?Vin?GPWM?Klp]。

根據(jù)二階系統(tǒng)最佳整定法[10]，選取系統(tǒng)阻尼比[ζ=]0.707，可以得到：

[Klp=Lf2Ts?Vin?GPWM] （5）

從而得到簡化后的電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

[Gil（s）=12Ts?s+1] （6）

式（6）表明，將“Buck”模式下的電流環(huán)按照典型I型系統(tǒng)設(shè)計之后，其閉環(huán)傳遞函數(shù)可以近似為一個慣性環(huán)節(jié)，即當(dāng)開關(guān)頻率[fs]足夠高時，所對應(yīng)慣性[Ts]越小，系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)越快。

2.2 “Boost”工作模式環(huán)路分析與設(shè)計

“Boost”工作模式下系統(tǒng)在一個開關(guān)周期內(nèi)的等效電路如圖6所示，同理可以得到[d（s）]到[iLf（s）]的傳遞函數(shù)，見式（7）：

由式（8）可以看出，在“Boost”工作模式下，采用間接電流控制方法時，系統(tǒng)傳遞函數(shù)不存在右半平面零點，從而有利于系統(tǒng)補償環(huán)節(jié)的設(shè)計。

圖7給出了“Boost”工作模式下的電流環(huán)控制框圖，其中，Gboostc（s）為電流環(huán)補償環(huán)節(jié)，選用PI調(diào)節(jié)器，[Gboostc（s）=K2p+K2is，][K2i=K2pT2i；][GPWM=1Vm]表示PWM環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)，[Vm]為三角載波的幅值；[Gboost（s）]為“Boost”工作模式系統(tǒng)傳遞函數(shù)：

[Gboost（s）=iLb（s）d（s）] （9）

補償前，系統(tǒng)在[fp0=]6.19 Hz處存在一個極點，在[fp1，2=]1 kHz附近存在一對共軛極點。為了防止由共軛極點引起的諧振峰多次穿越0 dB線導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，選取截止頻率[fc=]2.5 kHz，并且滿足：

[Gboostc（fc）=1Gboosti（fc）] （10）

圖6 “Boost”工作模式等效電路

圖7 Boost”工作模式簡化控制框圖

同時，將補償環(huán)節(jié)的零點[fzc]放置在原系統(tǒng)的低頻極點處，以保證系統(tǒng)以-20 dB/dec穿越0 dB線：

[fzc=12π?T2i=fp0] （11）

補償前后的開環(huán)傳遞函數(shù)如圖8所示，補償后系統(tǒng)的直流增益較高，故系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差較小；開環(huán)傳遞函數(shù)的截止頻率為2.5 kHz，系統(tǒng)相角裕度為43°；高頻段以-40 dB/dec斜率下降，故系統(tǒng)抗高頻干擾能力強。由上述分析可知，經(jīng)過補償后，“Boost”模式的電流環(huán)具有良好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能。

圖8 “Boost”工作模式電流環(huán)幅頻、相頻特性

3 實驗分析

為驗證以上分析，搭建了1 kW并網(wǎng)逆變器樣機，進行了實驗研究，具體電路參數(shù)如表1所示。

表1 兩級式并網(wǎng)逆變器相關(guān)參數(shù)

[名稱＼&數(shù)值＼&名稱＼&數(shù)值＼&直流源電壓（Vin） /V＼&300＼&網(wǎng)側(cè)電壓（VAC） /V（rms）＼&220＼&輸入側(cè)電容（Cin） /mF＼&1.36＼&母線電容（Cdc） /μF＼&10＼&Boost電感（Lb） /mH＼&1.2＼&濾波電感（Lf） /mH（×2）＼&1.5＼&開關(guān)頻率（fs） /kHz＼&20＼&并網(wǎng)功率（Po） /kW＼&1＼&功率器件 Qc，Dc，Q1～Q4，D1～D4＼&FZ06BIA045FH

集成模塊＼&數(shù)字控制

芯片DSP＼&TMS320?

F2808＼&]

圖9～圖11分別給出了分時復(fù)合控制下的各功率管驅(qū)動波形、Boost電感電流波形[iLb、]母線電容電壓波形Vbus以及逆變橋臂中點電壓波形VAB。由圖中實驗波形可以看出，系統(tǒng)工作于“Boost”模式時，并網(wǎng)電流由Boost部分高頻斬波生成，并且橋臂間電壓和母線電容電壓分別為并網(wǎng)電壓及其絕對值；系統(tǒng)工作于“Buck”模式時，后級全橋電路進行單極性SPWM調(diào)制，輸入側(cè)能量由Boost部分的旁路二極管向網(wǎng)側(cè)傳輸。因此，對應(yīng)Boost電感電流值為0，母線電容電壓即為逆變系統(tǒng)輸入電壓150 V，橋臂間電壓為高頻切換的矩形波。

圖9 功率管驅(qū)動電壓實驗波形

圖10 輸入電感電流及母線電壓實驗波形

圖12所示為分時復(fù)合控制下的逆變器并網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流實驗波形。由圖中波形可以看出，并網(wǎng)電流[ig]和電網(wǎng)電壓[vg]能夠保持相位一致，并網(wǎng)質(zhì)量良好；同時，“Buck”和“Boost”兩種工作模式平滑切換，在切換點處并網(wǎng)電流振蕩幅度較小。

圖11 橋臂間電壓及輸入電感電流實驗波形

圖12 分時復(fù)合控制下并網(wǎng)電壓、電流實驗波形

上述實驗波形與理論分析結(jié)果一致，表明了本文分時復(fù)合控制策略的可行性和有效性。

在輸入電壓為150 V時，逆變器效率隨并網(wǎng)功率變化的曲線如圖13所示。作為對比，圖13中同時給出了傳統(tǒng)控制方式下效率曲線。由圖中結(jié)果可知，在分時復(fù)合控制策略下，逆變器在整個負載范圍內(nèi)達到了較高的效率，最高效率約為96.8%，且整體效率優(yōu)于傳統(tǒng)控制方式。

圖13 效率曲線

4 結(jié) 論

詳細分析了一種應(yīng)用于兩級式并網(wǎng)逆變器的新型分時復(fù)合控制策略，理論分析和實驗結(jié)果表明：分時復(fù)合控制下前后兩級電路交替進行高頻工作，從而有利于減小開關(guān)損耗；母線電壓不需要穩(wěn)壓，可以有效減小母線電容；“Boost”和“Buck”兩種工作模式之間可以自由平滑切換，并網(wǎng)電流質(zhì)量良好；分時復(fù)合控制下系統(tǒng)可以獲得較高的效率，且整體效率優(yōu)于傳統(tǒng)控制方式。

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