張夢娜，許建平，陳章勇

(西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川成都610031)

一種雙電感雙極性增益變換器研究

張夢娜，許建平，陳章勇

(西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川成都610031)

研究了一種具有雙極性增益特性的變換器。通過調(diào)節(jié)占空比可以得到正極性電壓增益或負(fù)極性電壓增益，該變換器可以作為功率因數(shù)校正變換器，省去了前端二極管整流橋，從而減小了導(dǎo)通路徑損耗，提升了效率。論文分析了該雙電感雙極性增益變換器工作于電感電流連續(xù)模式時的工作模態(tài)，分析了正負(fù)電壓增益情況下的直流穩(wěn)態(tài)特性。分析結(jié)果表明該雙電感雙極性增益變換器能夠?qū)崿F(xiàn)雙極性增益，具有輸入電流連續(xù)等優(yōu)點。最后，搭建實驗平臺驗證了理論分析的正確性。

雙極性增益;穩(wěn)態(tài)工作特性;連續(xù)導(dǎo)電模式

1 引言

有源功率因數(shù)校正技術(shù)(Active Power Factor Correction，APF)能提高電力電子電路的功率因數(shù)，減小電網(wǎng)諧波污染，降低輸電線路的損耗，節(jié)約能源，因而得到廣泛的應(yīng)用［1］。傳統(tǒng)有源PFC變換器首先需要通過二極管整流橋?qū)涣麟娺M(jìn)行整流，再通過具有PFC功能的DC-DC變換器進(jìn)行功率因數(shù)校正［2］。然而，二極管整流橋的存在導(dǎo)致較大的導(dǎo)通損耗，影響了變換器效率的提高。因而，國內(nèi)外許多學(xué)者提出了很多無橋PFC變換器拓?fù)洌?-5］。

本文分析了文獻(xiàn)［6］提出的一種雙電感雙極性增益變換器的基本工作原理及其工作特性，推導(dǎo)了變換器的電壓傳輸增益和開關(guān)管的電壓電流應(yīng)力。分析結(jié)果表明該變換器能夠?qū)崿F(xiàn)雙極性增益，具有輸入電流連續(xù)等優(yōu)點，因此可應(yīng)用于PFC變換器，它省去了前端二極管整流橋，從而可提升效率。最后，搭建實驗平臺驗證了理論分析的正確性。

2 工作原理分析

如圖1所示雙電感雙極性增益變換器由開關(guān)管S1和S2、儲能電感L1和L2、電容C1和C2組成。開關(guān)管S1和S2交替導(dǎo)通，其中S1為主開關(guān)管，D為開關(guān)管S1的導(dǎo)通占空比。為了簡化分析，假設(shè):①電容C1和C2足夠大，在一個開關(guān)周期內(nèi)，可以認(rèn)為電容電壓保持不變;②電路中所有器件都是理想的;③負(fù)載為阻性負(fù)載。

圖1 雙電感雙極性增益變換器Fig．1Two-inductor bipolar gain converter

當(dāng)雙電感雙極性增益變換器工作于CCM模式時，存在如圖2所示的兩個工作模態(tài)，其主要工作波形如圖3和圖4所示。

(1)模態(tài)1［t0～t1］

t0時刻，開關(guān)管S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，等效電路如圖2(a)所示。電感L1兩端電壓為vL1=Vg－Vo，電感L1的電流可表示為:

圖2 工作于CCM模式的雙電感雙極性增益變換器的等效電路Fig．2Equivalent circuit of two-inductor bipolar gain converter in CCM

圖3 雙電感雙極性增益變換器在正輸出電壓時主要波形Fig．3Key waveforms of two-inductor bipolar gain converter when output voltage is positive

穩(wěn)態(tài)時，電感電壓VL1和VL2平均值為0，因此，VC1=Vo－Vg，即電感L2兩端的電壓vL2=－VC1= Vg－Vo，電感L2的電流可表示為:

(2)模態(tài)2［t1～t2］

t1時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，S2導(dǎo)通。等效電路如圖2(b)所示。電感L1兩端電壓為vL1=Vg+VC1。由于VC1=Vo－Vg，因此vL1=Vg+VC1=Vo。電感L1的電流為

圖4 雙電感雙極性增益變換器在負(fù)輸出電壓時主要波形Fig．4Key waveforms of two-inductor bipolar gain converter when output voltage is negative

電感L2兩端電壓為vL2=Vo，電感L2的電流可表示為:

開關(guān)S1導(dǎo)通期間，電感L1、L2兩端電壓均為Vg－Vo。S1關(guān)斷期間，電感L1、L2兩端電壓均為Vo。電感在一個穩(wěn)態(tài)開關(guān)周期內(nèi)充放電，DTS階段和(1－D)TS階段的電感電壓應(yīng)為一正一負(fù)，因此，存在下面兩種可能情況:

(1)Vg－Vo＜0，Vo＞0，輸出電壓為正極性。則由iL1、iL2表達(dá)式可知，在DTS階段，iL1和iL2線性下降，輸入電源Vg和電感L1向電容C2充電，并向負(fù)載R放電。同時電感L2向電容C1充電。在(1－D)TS階段，iL1和iL2線性上升，輸入電源Vg和電容C1給電感L1充電。同時電容C2給電感L2充電，并給負(fù)載放電。關(guān)鍵波形如圖3所示。

(2)Vg－Vo＞0，Vo＜0，輸出電壓為負(fù)極性。則由iL1、iL2表達(dá)式可知，在DTS階段，iL1和iL2線性上升。輸入電源Vg和電容C2向電感L1充電，并向負(fù)載R放電，同時電容C1向電感L2充電。在(1－D) TS階段，iL1和iL2線性下降，輸入電源Vg和電感L1給電容C1充電，同時電感L2給電容C2充電，并向負(fù)載R放電。關(guān)鍵波形如圖4所示。

由以上分析可知，雙電感雙極性增益變換器具有在正輸入電壓的情況下，正負(fù)輸出電壓的特性。

3 工作特性分析

3.1 直流穩(wěn)態(tài)分析

當(dāng)電路工作在模態(tài)1，即開關(guān)S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷時，其等效電路如圖2(a)所示，電感L1和L2的電壓、電容C1和C2的電流為:

當(dāng)電路工作在模態(tài)2，即開關(guān)S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通時，其等效電路如圖2(b)所示，電感L1和L2的電壓、電容C1和C2的電流為:

根據(jù)伏秒平衡和電荷平衡，可得

聯(lián)立式(7)化簡解得:

由此可得變換器的輸入輸出電壓傳輸比為:

圖5 雙電感雙極性增益變換器增益曲線Fig．5Gain curves of proposed converter

圖5為變換器輸入輸出電壓增益隨占空比D的變化曲線。由圖5可知，在占空比D＞0.5時，變換器為正極性增益比，具有升壓特性;在占空比D＜ 0.5時，變換器具有負(fù)極性增益比，并且當(dāng)D＜1/3時，變換器具有降壓特性;D＞1/3時，變換器具有升壓特性。在占空比D分別從左右趨近0.5時，變換器增益M分別趨于正負(fù)無窮;在占空比D趨近0的時候，變換器增益趨近于零;在占空比D趨近于1的時候，變換器增益趨近于1。分析結(jié)果表明，該雙電感雙極性增益變換器能夠通過改變占空比實現(xiàn)雙極性電壓增益。

3.2 考慮寄生參數(shù)時變換器增益分析

考慮電感電容串聯(lián)寄生電阻RL1、RL2、RC1、RC2的情況下，雙電感雙極性增益變換器的等效電路圖如圖6所示。

圖6 考慮寄生參數(shù)時變換器的等效電路圖Fig．6Equivalent circuit of proposed converter considering parasitic parameter

選狀態(tài)變量為x=［iL1iL2vC1vC2］T，則由圖6(a)可得模態(tài)1的狀態(tài)方程為:

由圖6(b)得到模態(tài)2的狀態(tài)方程為:

式中，m=RC2R/(RC2+R)。

由式(10)和式(11)可以得到雙電感雙極性增益變換器在一個開關(guān)周期內(nèi)的狀態(tài)空間平均方程為式(12)。

式中

式中，d為瞬態(tài)占空比。

則可得到直流穩(wěn)態(tài)方程:

由式(13)解得:

式中

取RL1=20mΩ，RL2=30mΩ，RC1=25mΩ，RC2= 33mΩ，R=30Ω，則可以得到如圖7所示的變換器增益曲線。與理想情況下的變換器增益曲線相比較，兩條曲線基本一致。在占空比D趨近0的時候，變換器增益趨近于零;在占空比D趨近于1的時候，變換器增益趨近于1。在占空比D分別從左右趨近0.5時，變換器增益M分別趨于正負(fù)無窮，在接近0.5時，由于變換器寄生參數(shù)的影響，變換器增益不再增加，逐漸減小。

3.3 開關(guān)器件的電壓、電流應(yīng)力分析

由變換器的工作模態(tài)分析可知，開關(guān)管S1的電壓應(yīng)力VS1，max=－Vo－VC1，開關(guān)管的電流應(yīng)力為IS1，max=IL1+IL2。即:

開關(guān)管S2的電壓應(yīng)力VS2，max=VC1+VC2，開關(guān)管S2的電流應(yīng)力為IS2，max=IL1+IL2。即:

4 實驗研究

為驗證理論分析的正確性，搭建了實驗電路。電路主要參數(shù)為:輸入電壓Vin=24V，輸出電壓Vo=±48V，額定輸出功率Po=50W，開關(guān)管頻率fs= 100kHz，中間電容C1=2.2μF，輸出電容C2= 220μF。電感磁芯選擇TDK公司EE13，中間電感L2=55μH，匝數(shù)為7，輸入電感L1=113μH，匝數(shù)為10。開關(guān)管S1、S2型號為IPP110N20N3G。

圖8為當(dāng)D＞0.5時電路的主要工作波形。選取D=0.67，由增益公式得M=2。由實驗波形可以看出，在DTS范圍內(nèi)，開關(guān)管S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷，iL1、iL2電流線性下降，中間電容C1電壓線性上升。在(1－D)TS范圍內(nèi)，開關(guān)管S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通，iL1、iL2電流線性上升，中間電容C1電壓線性下降。輸出電壓為47V，實現(xiàn)M=2的正極性增益。

圖9為當(dāng)D＜0.5時電路的主要工作波形。選取D=0.4，由增益公式得M=－2。由實驗波形可以看出，在DTS范圍內(nèi)，iL1、iL2電流線性上升，中間電容C1電壓線性上升，開關(guān)管S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷。在(1－D)TS范圍內(nèi)，iL1、iL2電流線性下降，中間電容C1電壓線性下降，開關(guān)管S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通。輸出電壓為－46V，實現(xiàn)M=－2的負(fù)極性增益。

圖8 D＞0.5時變換器工作波形Fig．8Operational waveforms when D＞0.5

圖10為變換器分別工作在正、負(fù)極性下的效率曲線。由式(8)、式(16)和式(18)可知，在輸出功率相同的情況下，當(dāng)變換器工作于負(fù)極性(D=0.67)時，電感電流iL2、開關(guān)電流IS1、IS2相比較工作于正極性(D=0.4)時都變大了，則相應(yīng)的損耗變大，因此可以看到工作于負(fù)極性時變換器效率低于工作于正極性時。

圖11為實驗得到的變換器增益曲線，可以看到變換器增益曲線和理想增益曲線基本一致，當(dāng)占空比趨近于0時，變換器增益趨近于0。當(dāng)占空比趨近于1時，變換器增益趨近于1。當(dāng)占空比分別由兩側(cè)接近0.5時，變換器增益逐漸增加，但由于變換器寄生參數(shù)的原因，在占空比接近0.5時，變換器增益不再增加，逐漸減小。這與考慮變換器寄生參數(shù)得到的增益曲線吻合。

圖9 D＜0.5時變換器工作波形Fig．9Operational waveforms when D＜0.5

圖10 變換器效率曲線Fig．10Efficiency curves of proposed converter

5 結(jié)論

圖11 實驗得到的變換器增益曲線Fig．11Experimental gain curves of proposed converter

本文研究了一種雙電感雙極性增益變換器拓?fù)?，分析了該變換器在CCM模式下的工作特性及正負(fù)電壓增益情況下的直流穩(wěn)態(tài)特性。研究結(jié)果表明，該雙電感雙極性增益變換器可以通過調(diào)節(jié)占空比而得到正極性增益或負(fù)極性增益。所以，該雙電感雙極性增益變換器可以省去前端二極管整流橋而直接應(yīng)用于有源功率因數(shù)校正變換器，有著廣泛的應(yīng)用前景。

［1］G Spiazzi，F(xiàn) C Lee．Implementation of single-phase Boost power-factor-correction circuits in three-phase applications［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，1997，44 (3):365-371．

［2］Shuo Wang，F(xiàn) C Lee，W G Odendaal．Improving the performance of Boost PFC EMI filters［A］．18th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition［C］．2003.368-374．

［3］Daniel M Mitchell．AC-DC converter having an improved power factor［P］．USA Patent:4412277，1983-10-25．

［4］R Martinez，Prasad N Enjeti．A high-performance singlephase rectier with input power factor correction［J］IEEE Transactions on Power Electronics，1996，11(2): 311-317．

［5］陳強，許建平，陳章勇，等(Chen Qiang，Xu Jianping，Chen Zhangyong，et al．)．一種雙極性增益Boost變換器研究(Research on bipolar gain boost converter)［J］．電工電能新技術(shù)(Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy)，2013，32(4):44-48．

［6］Jing Wang，William G Dunford，Konrad Mauch．Synthesis of two-inductor DC-DC converters［A］．28th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference［C］．1997.1367-1373．

(，cont．on p.24)(，cont．from p.18)

Two-inductor bipolar gain converter

ZHANG Meng-na，XU Jian-ping，CHEN Zhang-yong
(College of Electrical Engineering，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China)

Active Power Factor Correction(APFC)has been widely used in power electronic circuits for it can improve the power factor，reduce the harmonic pollution of grid，reduce the conduction loss and save energy．But in diode rectifier bridge of the conventional PFC circuit there exists a relatively large amount of conduction loss，therefore many bridgeless PFC circuits have been proposed．This paper focused on a novel converter which has the character of both positive and negative voltage gain by adjusting the duty cycle，thus leaving out the diode rectifier bridge as the active power factor correction(APFC)circuit，reducing the conduction loss，and raising the efficiency．The continuous conduction mode(CCM)operation and the steady state characteristics in both positive and negative voltage gain are analyzed in this paper．Analysis shows that the two-inductor bipolar gain converter can achieve bipolar voltage gain，and has the characteristic of continuous input current．Experimental platform was built to verify the correctness of the analysis．

bipolar gain;steady state characteristics;continuous conduction mode

TM46

A

1003-3076(2015)08-0013-06

2014-06-30

國家自然科學(xué)基金資助項目(51177140;61371033)

張夢娜(1989-)，女，陜西籍，碩士研究生，研究方向為功率因數(shù)校正變換器及其控制技術(shù);許建平(1963-)，男，貴州籍，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為開關(guān)變換器的控制方法、低電壓大電流電路拓?fù)浼翱刂撇呗匝芯?、電源管理技術(shù)和功率因數(shù)校正技術(shù)等。