趙 寰,全厚德,崔佩璋

(軍械工程學院信息工程系,河北石家莊050003)

抗跟蹤干擾的多序列跳頻無線通信系統(tǒng)

趙 寰,全厚德,崔佩璋

(軍械工程學院信息工程系,河北石家莊050003)

常規(guī)慢速頻移鍵控跳頻(frequency-hopping/frequency-shift-keying,FH/FSK)受跟蹤干擾威脅嚴重;差分跳頻抗跟蹤干擾能力強,但部分頻帶干擾下誤碼率高。為提高常規(guī)慢速跳頻抗跟蹤干擾性能,同時不損失抗部分頻帶干擾性能,提出的多序列跳頻(multi-sequence frequency hopping,MSFH)無線通信方式中,數(shù)據(jù)信道和補償信道頻率分別按不同跳頻序列跳變,使干擾方無法準確跟蹤補償信道,減少了跟蹤干擾影響;而接收機射頻前端采用窄帶接收,與差分跳頻的寬帶接收相比可有效抑制部分頻帶干擾。在瑞利衰落信道下,分析了卷積編碼MSFH抗干擾性能。數(shù)值和仿真表明,在最壞跟蹤干擾下MSFH比常規(guī)跳頻約有5～10 dB誤碼率性能增益,且抗部分頻帶干擾性能優(yōu)于差分跳頻。

跳頻;慢速;多序列跳頻;跟蹤干擾

0 引 言

常規(guī)慢跳速頻移鍵控跳頻(frequency-hopping/frequencyshift-keying,FH/FSK)利用載波頻率的偽隨機跳變可有效“躲避”部分頻帶干擾,但跟蹤干擾下系統(tǒng)性能嚴重下降。文獻[1 2]詳細分析了跟蹤干擾參數(shù)對干擾效果的影響。文獻[3]分析了幾種不同干擾策略的效果,證明最有效的策略是同時干擾數(shù)據(jù)頻率及其補償頻率,且只干擾補償頻率的效果接近同時干擾兩個頻率,而只干擾數(shù)據(jù)頻率時效果明顯降低。雖然增加跳速可以有效對抗跟蹤干擾,但目前大部分短波/超短波跳頻仍然無法達到很高的跳速[4]。

針對慢速跳頻,文獻[4-7]提出基于多天線和空間分集技術的跟蹤干擾消除算法,但戰(zhàn)場等使用環(huán)境對設備移動性和小型化要求較高時,短波/超短波段多天線條件不易滿足。在單天線慢速跳頻條件下,文獻[8]提出“非常規(guī)跳頻(unconventional frequency-hopping,UFH)模式”,將FH/FSK的數(shù)據(jù)頻率和補償頻率置于相互正交的信道中,并在每個信道使用未經調制的音調信號作為空中波形。文獻[8]證明跟蹤干擾信號會增加UFH數(shù)據(jù)信道內的信號能量,反而有利于非相干接收,可有效對抗跟蹤干擾。文獻[9]提出的差分跳頻系統(tǒng)(differential frequency-hopping, DFH)同樣使用這種模式,但信道選擇由有用信息決定。DFH抗干擾性能近年來得到全面研究。文獻[10]證明DFH具有良好的抗跟蹤干擾能力。但文獻[11-14]指出, DFH接收端沒有信道選擇的先驗知識,一般采用整個工作頻段上的寬帶接收,且為了使編碼增益最大,一般不進行窄帶濾波[15],部分頻帶干擾下DFH誤碼率顯著增大。特別是不考慮編碼增益,僅采用逐符號譯碼時,DFH抗部分頻帶干擾性能比FH/FSK差[1617]。

為增強單天線慢跳速FH/FSK抗跟蹤干擾性能,同時不損失抗部分頻帶干擾性能,這里建立了多序列跳頻(multisequence frequency-hopping,MSFH)系統(tǒng)[1819]。MSFH同樣使用未調制的音調信號作為空中波形,但令數(shù)據(jù)信道和補償信道分別按照不同的跳頻序列跳變,降低了跟蹤干擾擊中補償信道的概率,減弱了跟蹤干擾影響。另一方面, MSFH的多個跳頻序列在發(fā)送端和接收端之間保持同步,因此接收機射頻前端可以采用窄帶接收,使MSFH仍然可以有效“躲避”部分頻帶干擾。MSFH可以看作對FH/FSK和DFH的折中。文獻[18]考察了未編碼MSFH抗白噪聲性能,文獻[19]得到了卷積編碼MSFH抗瑞利衰落性能。

本文進一步考察瑞利衰落信道下卷積編碼MSFH的抗干擾性能。首先描述了MSFH結構模型;然后在瑞利衰落信道下,得到了存在跟蹤干擾時系統(tǒng)的誤碼率,分析了跟蹤干擾參數(shù)對干擾效果的影響;最后簡要討論了系統(tǒng)抗部分頻帶干擾性能。數(shù)值和仿真表明,MSFH抗跟蹤干擾性能優(yōu)于FH/FSK,抗部分頻帶干擾性能優(yōu)于DFH,綜合抗干擾性能好。

1 系統(tǒng)模型

在MSFH中,整個工作頻帶包含WSS個正交跳頻頻點。發(fā)送端與接收端之間共有M個信道,一個信道在某跳內占據(jù)一個頻點,此頻點由信道對應的同步跳頻序列決定,因此整個系統(tǒng)需要M個正交跳頻序列。每跳在數(shù)據(jù)比特選定的一個信道上發(fā)送單音頻信號,所以每跳傳輸?shù)臄?shù)據(jù)比特數(shù)B=log2M。

不失一般性,以二進制系統(tǒng)為例(B=1,M=2,以下討論均作此假設)。如圖1所示,用戶數(shù)據(jù)經碼率為1/Rc的二進制卷積編碼,得到編碼符號序列s。假設比特能量為Eb,比特持續(xù)時間為Tb,則符號能量Es=EbB/Rc,符號持續(xù)時間Ts=TbB/Rc。假設相鄰頻點間隔為1/Ts,跳速Th=Ts,即每跳發(fā)送1個編碼符號。在t時刻,如果編碼符號s=0,則使用信道0,亦即在跳頻序列FS0的當前頻率f(0,t)上發(fā)送單音頻信號s0(t);如果編碼符號s=1,則使用信道1,亦即在跳頻序列FS1的當前頻率f(1,t)上發(fā)送單音頻信號s1(t)。其中FS0和FS1相互正交,且分別在發(fā)送端與接收端之間保持同步。最終發(fā)送信號s(t)為s0(t)與s1(t)的組合。以圖1所示為例,假設符號序列s=(…,1,0,1,0,…),則相應的發(fā)送頻率序列為(…,f1,f3,f2,f0,…)。發(fā)送信號的基帶等效表示為

圖1 MSFH發(fā)射機示意圖

s(t)在射頻前端經過帶通濾波并上變頻到發(fā)射頻段進入信道。假設信道模型是頻率非選擇性慢衰落的,衰落幅度呈瑞利分布,在一跳之內近似為常數(shù),且不同頻點上衰落相互獨立。信道內存在加性噪聲和跟蹤干擾。在接收端,如圖2所示,第l跳的接收信號經射頻前端下變頻和帶通濾波后,其基帶等效表示為

式中,α和θ分別為等效低通信道的包絡和相位,α服從參數(shù)為σα的瑞利分布,θ在[-π,π]上服從均勻分布;n(t)表示單邊功率譜密度為N0的加性噪聲;J(t)表示跟蹤干擾。干擾方以一定成功率β跟蹤數(shù)據(jù)信道的跳變,并在一跳剩余時間TJ內,在數(shù)據(jù)信道及其附近共WJ(WJ≥2)個頻點上發(fā)射窄帶噪聲。假設延遲到下一跳內的干擾功率可忽略,干擾功率在干擾帶寬上均勻分布,等效單邊功率譜密度為NJ。定義平均信噪比(signal-to-noise ratio,SNR)為ˉγ= 2σ2αEb/N0,等效平均信干比(signal-to-jamming ratio,SJR)為ˉγJ=2σ2αEb/NJ。

圖2 MSFH接收機示意圖

如圖2所示,在接收機內,r(t)分別與信道0和信道1的當前頻率進行混頻,并經中頻窄帶濾波后分別進行平方率非相干檢測。由信道i(i=0,1)的一跳檢測結果Ri得到軟判決結果Y=R0-R1,然后經Viterbi譯碼得到原始數(shù)據(jù)。

與FH/FSK相比,MSFH不需對載波進行調制,而是靠載頻本身來表示消息。對有用信號的同頻干擾會使一跳信號的能量增加,這樣反而會增加檢測概率[10]。另一方面,不像FH/FSK和UFH中數(shù)據(jù)信道與補償信道有固定頻率間隔,MSFH的數(shù)據(jù)信道和補償信道頻率間隔是偽隨機的,即使干擾方截獲了數(shù)據(jù)信道頻率,也難以估計補償信道頻率,因此MSFH補償信道被有效干擾的概率降低。如圖3所示,跟蹤干擾以一定的帶寬即可干擾FH/FSK全部4跳中的補償信道,而MSFH第2跳和第4跳中補償信道沒有被干擾。根據(jù)文獻[3],不能有效干擾補償信道將使干擾效果弱化。

圖3 跟蹤干擾對MSFH和FH/FSK影響的比較

考慮MSFH抗部分頻帶干擾性能。與DFH相比,MSFH數(shù)據(jù)信道和補償信道被同步跳頻序列嚴格約束,因此其合法頻率轉移路徑遠少于DFH,可以更好地抑制部分頻帶干擾。如圖4所示,第4跳f2上的干擾可直接被MSFH的窄帶接收機濾除,而在相同信道條件下,干擾進入DFH寬帶接收機。假設DFH譯碼網(wǎng)格如圖4所示,其中實線所示為正確的頻率轉移路徑。在第4跳,雖然f2不在第3跳正確接收頻率的扇出路徑上,但同樣有可能造成譯碼錯誤:若因f2上干擾的影響,第4跳接收到的頻率被判決為f2,則按照序列譯碼規(guī)則,圖4所示正確路徑和錯誤路徑的譯碼度量相同。在以后的譯碼過程中,這條錯誤路徑可能會幸存下來,并最終造成第3跳和第4跳譯碼都發(fā)生錯誤。而且注意到這種錯誤不能通過在DFH譯碼前增加窄帶濾波來避免,因為DFH正是利用寬帶接收來更新每條路徑的度量,從而實現(xiàn)最大似然譯碼的,窄帶濾波會使帶外頻點上的度量丟失[15]。

需要注意的是,MSFH要求收發(fā)雙方在使用的所有序列上均取得同步。為保持同步信號與數(shù)據(jù)信號的特征一致,采用自同步法。對M個序列的同步捕獲檢測值進行合并,再用合并值進行同步識別,使合成序列達到同步,進而使對應的每個跳頻序列分別完成同步,代價是比傳統(tǒng)跳頻系統(tǒng)所需的同步時間稍長。以下討論時均假設已取得嚴格同步。

圖4 部分頻帶干擾對MSFH和DFH影響的比較

2 誤碼率分析

本節(jié)首先得到跟蹤干擾下的系統(tǒng)誤碼率,再進行簡單修正得到部分頻帶干擾下的誤碼率。

2.1 跟蹤干擾下MSFH誤碼率

不失一般性,假設用戶數(shù)據(jù)為全0序列,則編碼后亦為全0序列。在第l跳,考慮信道i(i=0,1)的檢測結果Ri受干擾情況。用隨機變量qi=1或0表示Ri被干擾或不被干擾,則在信道i的非相干檢測器處,干擾和噪聲的功率譜密度可統(tǒng)一表示為

式中,ρT=TJ/Th,表示一跳內被干擾時間占一跳時間的比例;ρW=WJ/WSS,表示干擾帶寬占總跳頻帶寬的比例。

軟判決結果Y=R0-R1的干擾狀態(tài)與Ri的干擾狀態(tài)有關,因此令隨機變量Qj=(q0q1)表示Y的干擾狀態(tài),其中j=0,1,2,3。Qj與q0,q1的關系如表1所示。假設兩信道的干擾狀態(tài)相互獨立,則Qj的概率分布為

表1_一跳干擾狀態(tài)Qj與各信道干擾狀態(tài)qi的關系

當發(fā)送編碼符號為s(s=0或1),干擾狀態(tài)為Qj時,判決結果Y的概率密度函數(shù)為判決結果Y送入譯碼器進行Viterbi譯碼,找出一條似然概率最大的路徑作為譯碼輸出。用pY(y|s)表示編碼符號為s時Y的似然函數(shù)。為簡化計算,使用對數(shù)似然函數(shù)ln pY(y|s)作為譯碼度量,則Viterbi算法等價于找到一條累積譯碼度量最大的路徑。其比特誤碼率Pb的聯(lián)合上界[20]可表示為式中,dfree表示卷積碼的最小自由距離;ak為與正確路徑首次匯合且距離為k的路徑上的錯誤比特數(shù),這兩個參數(shù)由卷積碼的生成函數(shù)確定;P2(k)為成對錯誤概率,即一條與正確路徑距離為k的錯誤路徑被選為幸存路徑的概率。因為已假設發(fā)送全0序列,則成對錯誤概率為

式中,r遍歷錯誤路徑與正確路徑不同的k個符號。假設這k個符號中,第r個符號對應判決結果yr干擾狀態(tài)為Qrj,令Q=(Q1j,…,Qrj,…,Qkj)表示所有k個符號對應判決結果的干擾狀態(tài)向量,且在Q中,干擾狀態(tài)Qj發(fā)生的次數(shù)分別為kj,k0+k1+k2+k3=k。從而可將式(10)化為條件成對錯誤概率P2(k,Q)的平均,即

式中,P2(k,Q)可表示為

由式(8)知,式(12)中pY(yrj|s,Qj)(s=0,1)是分段函數(shù),分段點在y=0。因此進一步假設在每種干擾狀態(tài)Qj對應的kj個判決結果Yj中,有nj個大于0(用Y+j表示),其余(kj-nj)個小于0(用Y-j表示)。并令向量N=(n0,n1,n2, n3),則可再次將P2(k,Q)看作P2(k,Q,N)的平均,即

式中

式中,P(Y≥0|0,Qj)和P(Y＜0|0,Qj)分別是發(fā)送符號s=0,干擾狀態(tài)為Qj時Y≥0和Y＜0的概率,可由式(8)中Y的概率密度函數(shù)在相應的區(qū)間上積分得到。而式(13)中條件成對錯誤概率P2(k,Q,N)可表示為則可得U的分布函數(shù)

式中,D2=D3+D4。特殊地,當D3=0,D4＞0時,B0n=0; B1n=0(當n＜D4)或B1n=1(當n=D4)。當D4=0,D3＞0時,B1n=0;B0n=0(當n＜D3)或B0n=1(當n=D3)。

因此,式(15)可化為

將式(22)、式(24)代入式(27)并積分,可得

式中

特殊地,當n1=n2=n3=n4=0時,P2(k,Q,N)= Pr{U＞0}=∫+∞0pU(u)d u=1。當k1-n1=k2-n2=k3-n3=k4-n4=0時,P2(k,Q,N)=Pr{V＜0}=0。

至此,可由式(28)得到P2(k,Q,N),將其代入式(13)得到P2(k,Q),進而代入式(11)可得到成對錯誤概率P2(k),最后將P2(k)代入式(9)即可得到跟蹤干擾下MSFH的比特誤碼率上限。

2.2 部分頻帶干擾下MSFH誤碼率

部分頻帶干擾可以看作跟蹤干擾的一種特殊情況,即干擾方無法準確跟蹤數(shù)據(jù)信道,而只能隨機選擇干擾頻帶的位置,相當于跟蹤成功率下降到β=ρW=WJ/WSS。因此,在部分頻帶干擾下,可得Qj的概率分布為

將式(33)～式(36)代入式(11),即可計算成對錯誤概率P2(k),同理,將P2(k)代入式(9)即可得到部分頻帶干擾下MSFH的比特誤碼率上限。

3 仿真與數(shù)值分析

不失一般性,假設跳頻帶寬內有32個跳頻頻點, MSFH使用碼率為1/2的卷積編碼,最小自由距離dfree=5時的一個生成多項式為[(5)8(7)8][20]。令平均信噪比ˉγ為16.7 d B,此時MSFH在無干擾瑞利衰落信道下的比特誤碼率約為10-5。

圖5比較了跟蹤干擾和部分頻帶干擾下MSFH誤碼率仿真值和數(shù)值計算得到的上限。仿真結果與數(shù)值計算結果基本重合,說明第2節(jié)得到的誤碼率上限是非常緊密的。圖5中,跟蹤干擾和部分頻帶干擾帶寬相同(同為ρW= 0.25),但跟蹤干擾條件下系統(tǒng)誤碼率明顯高于部分頻帶干擾條件。這是因為跟蹤干擾成功率很高(β=1),相應地,在跟蹤干擾下狀態(tài)Q3發(fā)生的概率高于部分頻帶干擾條件下。而根據(jù)文獻[3],在4種干擾狀態(tài)中Q3導致的誤碼最嚴重。

圖5 跟蹤干擾/部分頻帶干擾下MSFH誤碼率仿真與數(shù)值對比(ρW=0.25,跟蹤干擾β=1,ρT=1)

MSFH抗跟蹤干擾性能與常規(guī)二進制FH/FSK(FH/ BFSK)進行比較。假設兩者跳頻帶寬相同,FH/BFSK中數(shù)據(jù)頻率與補償頻率的間隔固定為1/Ts,且采用與MSFH同樣的卷積編碼和軟判決Viterbi譯碼。跟蹤干擾方跟蹤數(shù)據(jù)信道的跳變,并在數(shù)據(jù)信道及其附近頻點上發(fā)射窄帶噪聲。這樣,對FH/BFSK來說,成功的跟蹤干擾總是同時覆蓋數(shù)據(jù)頻率和補償頻率。與文獻[2]相似,觀察跟蹤干擾的時間比例ρT、成功率β和帶寬比例ρW對干擾效果的影響,結果分別如圖6～圖8所示。

圖6 跟蹤干擾ρT對MSFH與常規(guī)FH/BFSK誤碼率影響(ρW=1/8,β=1)

圖7 跟蹤干擾β對MSFH與常規(guī)FH/BFSK誤碼率影響(ρW=1/8,ρT=1)

圖8 跟蹤干擾ρW對MSFH與常規(guī)FH/BFSK誤碼率影響(β=1,ρT=1)

跟蹤干擾時間比例ρT對MSFH與FH/BFSK誤碼率的影響如圖6所示。兩者的誤碼率都隨ρT的增大而增大。對相同ρT,中等信干比下MSFH比FH/BFSK普遍約有3～5 dB性能增益;而在小信干比下MSFH性能增益更大,可達5 dB以上。

干擾成功率β對干擾效果的影響如圖7所示。MSFH與FH/BFSK誤碼率都隨β的增大而增大;當β較大時, MSFH比FH/BFSK普遍約有3～5 dB性能增益;而在小信干比下,MSFH性能增益可達5 d B以上。可見MSFH通過降低補償信道被干擾的概率,帶來的抗跟蹤干擾性能增益是明顯的。由圖7亦可發(fā)現(xiàn),當干擾成功率接近干擾帶寬比例(圖中β=1/4,ρW=1/8),即跟蹤干擾逐漸退化為部分頻帶干擾時,MSFH相比FH/BFSK的誤碼率性能優(yōu)勢不明顯。這一點將在圖9部分頻帶干擾條件下進一步說明。

圖8所示為跟蹤干擾帶寬比例ρW對干擾效果的影響,條件為干擾成功率β=1,干擾時間比例ρT=1。此時ρW使系統(tǒng)誤碼率達到最大的跟蹤干擾稱為最壞跟蹤干擾。圖8中當ρW=1,即寬帶干擾時,MSFH與FH/BFSK誤碼率重合。隨ρW減小,FH/BFSK誤碼率增大,即FH/BFSK的最壞跟蹤干擾帶寬很窄。而ρW與MSFH誤碼率之間的關系有所不同:在大信干比和中等信干比(約ˉγJ＞10 dB)下, MSFH誤碼率隨ρW增大而減小,即最壞跟蹤干擾是窄帶的;而隨信干比降低,MSFH最壞跟蹤干擾的帶寬急劇變寬,最后變?yōu)閷拵Ц蓴_。在最壞跟蹤干擾下,MSFH比FH/BFSK普遍約有5～10 d B性能增益。值得注意的是,當跟蹤干擾帶寬很窄(ρW=1/16)時,MSFH誤碼率先隨信干比減小而增大,達到最大值后,隨信干比繼續(xù)減小,MSFH誤碼率反而逐漸減小。這是因為跟蹤干擾帶寬特別窄時,擊中補償信道的概率很小,而數(shù)據(jù)信道上干擾信號功率很大,此時將增大數(shù)據(jù)信道的非相干接收能量,有利于正確判決。圖6～圖8顯示MSFH抗跟蹤干擾能力明顯優(yōu)于FH/BFSK。

圖9比較了MSFH,FH/BFSK和DFH的抗部分頻帶干擾性能。其中FH/BFSK模型與圖6～圖8中相同。而DFH工作帶寬亦分為32個頻點,扇出系數(shù)為2,采用線性合并譯碼[21]方法。這種情況下DFH的G函數(shù)可等效為dfree=5的卷積編碼,編碼增益與MSFH和FH/BFSK相同。由圖9可見,在相同干擾帶寬下,MSFH誤碼率遠低于DFH。這是因為MSFH采用窄帶接收,相比DFH的寬帶接收,進入接收機的干擾較少。而在小信干比下,MSFH比FH/BFSK誤碼率略高,這是因為較強的部分頻帶干擾僅擊中MSFH補償信道時,將使MSFH產生非常嚴重的誤碼。雖然在圖9中沒有畫出,但實際上當ρW取小于1的其他值時,以上結論仍然成立。圖9顯示MSFH抗部分頻帶干擾能力明顯優(yōu)于DFH。

圖9 部分頻帶干擾對MSFH、DFH和FH/BFSK誤碼率影響(ρW=1/8)

4 結 論

本文提出的MSFH中,數(shù)據(jù)信道和補償信道頻率分別按各自的跳頻序列跳變,增加了傳輸頻率的隨機性,提高了抗跟蹤干擾性能;同時窄帶接收保證了良好的抗部分頻帶干擾性能。在頻率非選擇性瑞利慢衰落信道下,詳細分析了跟蹤干擾對系統(tǒng)誤碼率的影響,并簡要討論了系統(tǒng)抗部分頻帶干擾性能。結果表明,MSFH抗跟蹤干擾性能優(yōu)于FH/FSK,而抗部分頻帶干擾性能優(yōu)于DFH。雖然以慢速跳頻為例,但MSFH亦適用于快速跳頻。

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[20]Proakis J G.Digital Communications[M].4th ed.New York: Mc Graw-Hill,2001:338-349.

[21]Chen Z,Li S Q,Dong B H,et al.Synchronous multi-user performance of differential frequency hopping over Rayleigh fading channels[J].Journal of University of Electronic Science and Technology of China,2008,37(2)206-209.(陳智,李少謙,董彬虹,等.瑞利衰落信道下差分跳頻同步多用戶性能[J].電子科技大學學報,2008,37(2)206-209.)

全厚德(1963-

趙 寰(1985-),男,教授,博士,主要研究方向為無線通信系統(tǒng)抗干擾。

E-mail:zkjysyyb@163.com

崔佩璋(1974-),男,副教授,博士,主要研究方向為無線通信系統(tǒng)抗干擾。

E-mail:cpz_zk@163.com

Follower-jamming resistible multi-sequence frequency hopping wireless communication

ZHAO Huan,QUAN Hou-de,CUI Pei-zhang
(Information Engineering Department,Ordnance Engineering College,Shijiazhuang 050003,China)

The conventional slow-hopping-rate frequency-hopping/frequency-shift-keying(FH/FSK)is threatened by follower jamming(FJ).On the other hand,the differential frequency hopping(DFH)can resist FJ efficiently,but its bit error rate rises significantly under partial band jamming(PBJ).To enhance the FJ rejection capability of the slow-hopping-rate FH/FSK without the expense of PBJ rejection capability,the proposed multi-sequence frequency hopping(MSFH)mode makes the data channel and the complementary channel hop on their respective frequency sequences,which will lure the follower jammer out of aiming at the complementary channel,thus mitigating the effect of FJ.Besides,the narrow-band front end is employed in the MSFH receiver,which will resist PBJ more efficiently than the wide-band receiver of DFH.In the Rayleigh fading channel,the anti-jamming performance of the convolutional coded MSFH is evaluated.Numerical and simulation results show that,the MSFH generally outperforms FH/FSK by 5～10 dB when under the worst-case FJ, and also outperforms DFH notably when under PBJ.

frequency-hopping(FH);slow-hopping-rate;multi-sequence frequency-hopping(MSFH);follower jamming(FJ)

TN 914.4

A

10.3969/j.issn.1001-506X.2015.03.31

),男,博士研究生,主要研究方向為短波無線通信抗干擾技術。

E-mail:zhaohuan_mec@163.com

網(wǎng)址:www.sys-ele.com

1001-506X(2015)03-0671-08

2014 05 29;

2014 07 07;網(wǎng)絡優(yōu)先出版日期:2014 09 28。

網(wǎng)絡優(yōu)先出版地址:http:∥w ww.cnki.net/kcms/detail/11.2422.TN.20140928.1610.008.html

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