馬云思，周三文，閆朝星，劉同領(lǐng)，馬 榮

（北京遙測(cè)技術(shù)研究所 北京 100076）

引言

無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)需要在時(shí)變多徑衰落信道下實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)的可靠傳輸。將正交頻分復(fù)用OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）技術(shù)應(yīng)用于無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)可以獲得以下三點(diǎn)優(yōu)勢(shì):①通過選取適當(dāng)?shù)腛FDM符號(hào)保護(hù)間隔，可有效解決無人機(jī)飛行過程中由信道對(duì)傳輸信號(hào)的反射、折射、散射等多徑效應(yīng)引起的信道頻率選擇性衰落問題；②通過選取適當(dāng)?shù)腛FDM子載波間隔，可相對(duì)降低無人機(jī)高速飛行時(shí)多普勒效應(yīng)引起的信道時(shí)間選擇性衰落對(duì)傳輸信號(hào)的影響［1］；③基于OFDM的多址技術(shù)可將來自不同無人機(jī)的數(shù)據(jù)調(diào)制到相互正交的子載波上，相對(duì)于頻分復(fù)用多址技術(shù)提高了頻譜利用率，在有限帶寬范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸。

在將OFDM應(yīng)用于無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)時(shí)，需要根據(jù)測(cè)控系統(tǒng)指標(biāo)、測(cè)控信道環(huán)境［2］等條件設(shè)計(jì)系統(tǒng)傳輸方案。針對(duì)OFDM發(fā)射機(jī)實(shí)現(xiàn)中頻譜帶外泄漏抑制、多采樣率信號(hào)實(shí)現(xiàn)等問題，本文通過分析不同滾降參數(shù)α下時(shí)域帶外泄漏抑制技術(shù)的性能以及不同窗函數(shù)對(duì)多采樣率信號(hào)處理技術(shù)的影響，設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了應(yīng)用于無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)的OFDM發(fā)射機(jī)。

1 無人機(jī)測(cè)控OFDM發(fā)射機(jī)系統(tǒng)設(shè)計(jì)

在OFDM發(fā)射機(jī)中，首先將輸入的高速串行數(shù)據(jù)流經(jīng)過串并變換得到Nu路并行的低速子數(shù)據(jù)流，每路子數(shù)據(jù)流的信息速率降低為輸入數(shù)據(jù)的，數(shù)據(jù)符號(hào)周期擴(kuò)展為輸入數(shù)據(jù)的Ns倍［3］。然后，通過IFFT變換將Nu路并行的子數(shù)據(jù)流dk調(diào)制到Nu個(gè)并行的正交子載波上，其結(jié)果經(jīng)過并串變換后得到OFDM符號(hào)［4］。最后，將每個(gè)OFDM符號(hào)末尾的Ncp個(gè)樣值復(fù)制到OFDM符號(hào)前端作為循環(huán)前綴，得到OFDM基帶信號(hào)x（n），表示為

其中，dk（0≤k≤Ns-1）為第k個(gè)子載波上調(diào)制的數(shù)據(jù)信息，Ncp為OFDM符號(hào)的循環(huán)前綴個(gè)數(shù)，Ns為IFFT/FFT的大小，一般取值為2的整數(shù)次冪。

無人機(jī)測(cè)控中OFDM發(fā)射機(jī)的信號(hào)基本單位為幀，每幀包括7個(gè)OFDM符號(hào)，其中第1個(gè)符號(hào)為前導(dǎo)符號(hào)，用于接收機(jī)的同步與信道估計(jì)?；贠FDM的發(fā)射機(jī)實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)主要分為編碼調(diào)制、OFDM調(diào)制、帶外泄漏抑制和多采樣率信號(hào)處理四個(gè)模塊，如圖1所示。

圖1 OFDM發(fā)射機(jī)實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)Fig.1 Implementation structure of the OFDM transmitter

首先，將前導(dǎo)數(shù)據(jù)按照系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)格式插入到Turbo編碼后的遙測(cè)數(shù)據(jù)中，并將其經(jīng)過MPSK/MQAM調(diào)制后的數(shù)據(jù)d映射到N個(gè)有效子載波上，圖1中。對(duì)d插零映射后的子載波數(shù)據(jù)進(jìn)行IFFTkuk變換，并將結(jié)果的最后Ncp個(gè)樣值復(fù)制到OFDM符號(hào)前作為循環(huán)前綴，得到OFDM時(shí)域符號(hào)x（n）。

然后，將第i-1個(gè)OFDM符號(hào)xi-1（n）的數(shù)據(jù)段前Nw個(gè)樣值作為循環(huán)后綴，將其與窗函數(shù)ROM表中的循環(huán)后綴加窗系數(shù)cpos相乘后存入先進(jìn)先出存儲(chǔ)器（FIFO），提供給第i個(gè)OFDM符號(hào)xi（n）作加窗處理；將xi（n）的循環(huán)前綴中待加窗部分的數(shù)據(jù)與窗函數(shù)ROM表中的循環(huán)前綴加窗系數(shù)cpre相乘，將乘積與FIFO中xi-1（n）的循環(huán)后綴加窗值相加后輸出。對(duì)xi（n）中不需要進(jìn)行時(shí)域加窗處理的數(shù)據(jù)直接延遲輸出。

最后，在NCO控制下按照所需的采樣率通過ROM表中的插值濾波器系數(shù)對(duì)OFDM符號(hào)xw（n）進(jìn)行插值濾波，得到采樣率等于數(shù)模轉(zhuǎn)換（D/A）工作時(shí)鐘fDA的高速數(shù)據(jù)xu（m），經(jīng)過D/A變換后得到OFDM發(fā)射機(jī)基帶信號(hào)x（t）。

在上述OFDM發(fā)射機(jī)實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)中，針對(duì)OFDM頻譜帶外泄漏抑制與多采樣率信號(hào)實(shí)現(xiàn)的問題，下面分析帶外泄漏抑制與多采樣率信號(hào)處理模塊的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)。

2 OFDM發(fā)射機(jī)帶外泄漏抑制技術(shù)

2.1 帶外泄漏抑制技術(shù)分析

OFDM的調(diào)制過程等效于對(duì)信號(hào)在時(shí)域進(jìn)行矩形脈沖成形［5］，因此OFDM信號(hào)頻譜存在嚴(yán)重的帶外泄漏。為了避免OFDM信號(hào)帶外泄漏對(duì)相鄰頻帶內(nèi)其他通信信號(hào)的干擾，需要在OFDM發(fā)射機(jī)中采用帶外泄漏抑制技術(shù)。

帶外泄漏抑制技術(shù)主要分為頻域和時(shí)域兩類方法。頻域帶外泄漏抑制技術(shù)包括空置子載波法［6］、抵消子載波法［7］以及子載波加權(quán)法［8］等，在實(shí)現(xiàn)中通常具有較高的計(jì)算復(fù)雜度。時(shí)域帶外泄漏抑制技術(shù)主要采用加窗法，即通過對(duì)每個(gè)OFDM符號(hào)進(jìn)行時(shí)域加窗處理，使符號(hào)周期邊緣的幅值逐漸過渡為零，減少頻譜帶外泄漏。窗函數(shù)的選取原則是:①窗函數(shù)具有較陡的過渡帶；②窗函數(shù)最大旁瓣的相對(duì)幅度小，使信號(hào)能量盡量集中在主瓣內(nèi)。實(shí)際應(yīng)用中多采用升余弦窗wr（n），表示為

其中，α為升余弦滾降系數(shù)。采用升余弦窗wr（n）對(duì)第i個(gè)OFDM符號(hào)xi（n）進(jìn)行時(shí)域加窗可表示為

其中，xi，w（n）為第i個(gè)時(shí)域加窗后的OFDM符號(hào)。cpre（n）和cpos（n）分別為循環(huán)前綴加窗系數(shù)和循環(huán)后綴加窗系數(shù)，表示為

2.2 OFDM發(fā)射機(jī)的時(shí)域加窗設(shè)計(jì)

無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)的OFDM發(fā)射機(jī)中，時(shí)域帶外泄漏抑制技術(shù)實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖1中帶外泄漏抑制模塊所示。具體步驟為:①當(dāng)0≤n＜αNs時(shí)，第i-1個(gè)OFDM符號(hào)xi-1（n）與窗函數(shù)ROM表中讀取的循環(huán)后綴加窗系數(shù)cpos相乘，得到第i-1個(gè)OFDM符號(hào)的循環(huán)后綴加窗值xi-1，pos（n），將其存入FIFO中提供給第i個(gè)OFDM符號(hào)xi（n）作加窗處理；②當(dāng)-Ncp≤n＜-Ncp+αNs時(shí)，xi（n）與窗函數(shù)ROM表中讀取的循環(huán)前綴加窗系數(shù)cpre相乘，并與FIFO中存儲(chǔ)的xi-1，pos（n）相加，得到加窗后的第i個(gè)OFDM符號(hào)xi，w（n）；③當(dāng)-Ncp+αNs≤n≤Ns-1時(shí)，xi（n）不需要進(jìn)行時(shí)域加窗處理，將其延遲后直接輸出。

圖2 時(shí)域加窗不同參數(shù)下的OFDM信號(hào)功率譜Fig.2 Spectrum of OFDM signals filtered by the time-domain windowing method with different parameters

在時(shí)域帶外泄漏抑制技術(shù)的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)中，窗函數(shù)ROM表中存儲(chǔ)用于時(shí)域加窗的升余弦窗函數(shù)系數(shù)。采用具有不同滾降系數(shù)α的升余弦窗對(duì)OFDM符號(hào)進(jìn)行時(shí)域加窗，得到的頻譜帶外泄漏抑制性能如圖2所示。仿真中OFDM系統(tǒng)帶寬為3MHz，采用QPSK調(diào)制，有效子載波數(shù)Nu=180，子載波間隔Δf=15kHz，IFFT/FFT大小Ns=256，循環(huán)前綴數(shù)Ncp=24。仿真結(jié)果表明，α越大，加窗法對(duì)OFDM信號(hào)功率譜帶外泄漏抑制性能越好，但接收機(jī)中對(duì)符號(hào)定時(shí)的容錯(cuò)能力越小，故α的選擇需要在帶外泄漏抑制性能與定時(shí)容錯(cuò)能力之間折衷。由于升余弦窗參數(shù)α取0.05、0.075時(shí)的OFDM信號(hào)帶外泄漏抑制性能相對(duì)于α=0.025時(shí)的情況得到很大程度的改善，所以在無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)中選用滾降系數(shù)α=0.05的升余弦窗抑制OFDM信號(hào)的帶外泄漏，前綴加窗系數(shù)為cpre=［0 0.0125 0.0495 0.1091 0.1883 0.2831 0.3887 0.5 0.6113 0.7169 0.8117 0.8909 0.9505 0.9875 1］，后綴加窗系數(shù)cpos與cpre對(duì)稱相等。

3 基于NCO的多采樣率信號(hào)處理技術(shù)

3.1 OFDM發(fā)射機(jī)的多相插值濾波設(shè)計(jì)

在OFDM發(fā)射機(jī)中，多采樣率信號(hào)處理模塊可根據(jù)輸出數(shù)據(jù)xu（mTo）的采樣率要求實(shí)現(xiàn)輸入數(shù)據(jù)xw（nTi）的任意采樣率信號(hào)處理，表示為

其中，To為輸出采樣間隔，mTo為輸出采樣時(shí)刻，Ti為輸入采樣間隔，nTi為輸入采樣時(shí)刻，η＞1為過采樣倍數(shù)，w（·）為生成插值濾波器的時(shí)域窗函數(shù)，Nr為插值時(shí)相關(guān)的輸入采樣數(shù)目，一般取Nr≥8。通過調(diào)整η的值可以實(shí)現(xiàn)任意采樣率變換的多采樣率信號(hào)處理。

OFDM發(fā)射機(jī)中的多采樣率信號(hào)處理模塊采用基于NCO的多相插值濾波器結(jié)構(gòu)，如圖3所示。首先，根據(jù)輸入數(shù)據(jù)xw（nTi）與輸出數(shù)據(jù)xu（mTo）的采樣率變換倍數(shù)計(jì)算頻率控制字λ，對(duì)其進(jìn)行累加產(chǎn)生滿足插值濾波器系數(shù)ROM表深度的查表地址au以及控制數(shù)據(jù)輸入的數(shù)據(jù)使能。然后，在數(shù)據(jù)使能控制下輸入數(shù)據(jù)，并根據(jù)au從ROM表中讀取插值濾波器系數(shù)cu1～cu16，Nr=16。最后，將cu1～cu16與數(shù)據(jù)對(duì)應(yīng)相乘后進(jìn)行累加，得到采樣率變換后的OFDM符號(hào)。用于NCO累加的頻率控制字為λ=（Ns+Ncp）·fi/（NufDA），其中fi是OFDM調(diào)制前數(shù)據(jù)流dk的數(shù)據(jù)速率，fDA是插值濾波后的數(shù)據(jù)速率。

圖3 基于NCO的多相插值濾波器實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)Fig.3 Implementation structure of the polyphase interpolation filter based on NCO

3.2 插值濾波器的窗函數(shù)分析

基于NCO的插值濾波器是對(duì)sinc函數(shù)進(jìn)行時(shí)域加窗截?cái)嗪笊傻?，采用不同的窗函?shù)w（·）對(duì)sinc函數(shù)進(jìn)行時(shí)域加窗會(huì)得到不同的插值濾波器系數(shù)。常用的插值濾波器窗函數(shù)包括矩形窗、Hamming窗和Kaiser窗。Hamming窗wh（n）、Kaiser窗wk（n）的時(shí)域表達(dá)式如式（6）所示。

其中，N為窗長(zhǎng)，β為時(shí)限帶寬積，一般取值3～10之間，取0時(shí)對(duì)應(yīng)矩形窗，I0為第一類零階貝塞爾函數(shù)。采用不同窗函數(shù)對(duì)sinc函數(shù)進(jìn)行時(shí)域加窗后的插值濾波器的功率譜如圖4所示，其中Kaiser窗β=7。仿真結(jié)果表明，采用Kaiser窗對(duì)sinc函數(shù)進(jìn)行時(shí)域加窗得到的插值濾波器的帶外頻譜性能最好。因此，OFDM發(fā)射機(jī)中多采樣率信號(hào)處理模塊采用Kaiser窗對(duì)sinc函數(shù)進(jìn)行時(shí)域加窗生成插值濾波器。

圖4 采用不同窗函數(shù)的插值濾波器功率譜Fig.4 Spectrum of interpolation filter with different window functions

4 實(shí)現(xiàn)性能分析

基于所設(shè)計(jì)的無人機(jī)測(cè)控OFDM發(fā)射機(jī)系統(tǒng)，采用時(shí)域帶外泄漏抑制技術(shù)與基于NCO的多采樣率信號(hào)處理技術(shù)，在Xilinx 的Artix7-XC7A200T芯片平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)了應(yīng)用于無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)的OFDM發(fā)射機(jī)。將OFDM發(fā)射機(jī)的基帶信號(hào)x（t）調(diào)制到載波頻率f0=1.412 GHz，通過Agilent-N4447A頻譜儀觀察其頻譜特性，分析時(shí)域帶外泄漏抑制技術(shù)的性能及不同窗函數(shù)的插值濾波器對(duì)OFDM功率譜的影響，其中分辨率帶寬RBW（Resolution Bandwith）設(shè)為330Hz，參考功率設(shè)為-50dBm。插值濾波前信號(hào)采樣率為4.2MHz，插值濾波后信號(hào)采樣率為80MHz，即多采樣率信號(hào)處理模塊完成了η≈19.0476倍的插值。

圖5所示為采用矩形窗對(duì)OFDM符號(hào)進(jìn)行時(shí)域加窗，通過Kaiser窗生成插值濾波器時(shí)的OFDM信號(hào)功率譜。此時(shí)，OFDM信號(hào)帶外泄漏嚴(yán)重。對(duì)于系統(tǒng)帶寬為3MHz的信號(hào)，帶寬為4MHz時(shí)帶外功率譜下降約29dB，即OFDM符號(hào)會(huì)對(duì)鄰頻帶的傳輸信號(hào)造成較強(qiáng)干擾。圖6所示為采用升余弦窗進(jìn)行時(shí)域加窗，通過Kaiser窗生成插值濾波器的OFDM信號(hào)功率譜。此時(shí)OFDM信號(hào)功率譜帶外泄漏得到有效抑制，當(dāng)帶寬為3.6MHz時(shí)，帶外功率譜下降達(dá)50dB。分析可知，通過所設(shè)計(jì)的時(shí)域加窗與多相插值濾波結(jié)構(gòu)，可以有效減小OFDM發(fā)射機(jī)信號(hào)對(duì)鄰頻帶信號(hào)的干擾。

圖5 矩形加窗的OFDM功率譜Fig.5 Spectrum of OFDM signal with rectangular window

圖6 升余弦加窗的OFDM功率譜Fig.6 Spectrum of OFDM signal with raised-cosine window

5 結(jié)束語

本文首先設(shè)計(jì)了適用于無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)的OFDM發(fā)射機(jī)方案與關(guān)鍵參數(shù)。然后，分析了不同滾降參數(shù)α下時(shí)域加窗方法對(duì)OFDM信號(hào)的帶外泄漏抑制性能以及插值濾波中不同窗函數(shù)對(duì)信號(hào)旁瓣功率譜的濾波效果。最后，在Artix7-XC7A200T平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)了無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)的OFDM發(fā)射機(jī)，包含編碼與調(diào)制、OFDM調(diào)制、時(shí)域加窗和多相插值濾波器等模塊。測(cè)試結(jié)果表明，該方案對(duì)無人機(jī)測(cè)控系統(tǒng)中OFDM發(fā)射機(jī)信號(hào)的帶外旁瓣抑制達(dá)50dB，F(xiàn)PGA實(shí)現(xiàn)只需要27個(gè)36k-RAM和2725個(gè)slices，分別只占該芯片資源的9%和8%。

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