李承添，姜彥南，曹衛(wèi)平

(桂林電子科技大學(xué) 信息與通信學(xué)院，廣西 桂林541004)

近年來，快速發(fā)展的通信技術(shù)對通信系統(tǒng)的性能提出了越來越高的要求，如要求系統(tǒng)寬頻帶或多頻帶、小型化等，其中小型化特性在縮減系統(tǒng)尺寸、降低系統(tǒng)成本方面具有重要作用。在通信系統(tǒng)中，功分器［1］作為一種常見的無源器件廣泛用于天線饋電網(wǎng)絡(luò)，因此針對功分器的小型化研究［2-4］對通信系統(tǒng)的小型化設(shè)計具有重要的實際意義。

在微波器件小型化方面，可采用復(fù)合左右手(composite right/left-handed，簡稱CRLH)傳輸線理論［5］，即在某個頻率范圍內(nèi)，電磁波在這種傳輸線上傳播時，等效介電常數(shù)和等效磁導(dǎo)率同時為負(fù)值，電場、磁場、波矢量遵守左手定則，呈現(xiàn)“左手特性”;在其他頻率范圍，等效介電常數(shù)和等效磁導(dǎo)率同時為正值，電場、磁場、波矢量遵守右手定則，呈現(xiàn)“右手特性”。

傳統(tǒng)的CRLH傳輸線理論可實現(xiàn)微波器件雙諧振［6］。若2個諧振頻點分別為f1、f2(其中f1＜f2)，在這2個諧振頻率上的相移分別為π/2、3π/2，由傳統(tǒng)的CRLH傳輸線理論可知，其單元長度主要由右手傳輸線長度決定，但當(dāng)f2/f1＜3時，右手傳輸線長度大于四分之一波長，無法實現(xiàn)器件小型化。而左手傳輸線負(fù)相移特性［7］用于CRLH傳輸線理論，使得二者相移分別為－π/2、π/2，當(dāng)f2/f1＜3時，右手傳輸線長度小于四分之一波長，從而實現(xiàn)器件小型化。

為此，采用CRLH傳輸線理論并結(jié)合左手傳輸線的負(fù)相移特性，設(shè)計了傳輸線長度小于四分之一波長，諧振于0.5、1.25 GHz兩個頻率點的改進(jìn)型功分器。該功分器的尺寸是傳統(tǒng)功分器的73.6%，達(dá)到了小型化設(shè)計的目的。

1 基本理論及設(shè)計原理

復(fù)合左右手傳輸線的原理如圖1所示，其中CL為左手串聯(lián)電容，LL為左手并聯(lián)電感，lR為右手傳輸線長度。

圖1 復(fù)合左右手傳輸線的實現(xiàn)原理Fig.1 The realization of CRLH TL principle

對復(fù)合左右手傳輸線單元尺寸起主導(dǎo)作用的是右手傳輸線(RH-TL)部分。為縮減RH-TL的尺寸，在CRLH傳輸線中采用左手傳輸線負(fù)相移特性(即改進(jìn)型CRLH傳輸線)，其特性曲線如圖2所示。從圖2可看出，相對于CRLH傳輸線在諧振頻點f1、f2的相移π/2、3π/2，改進(jìn)型CRLH傳輸線相移分別為－π/2、π/2，即［8］

由式(1)、(2)可得:

令α=f2/f1，當(dāng)2＜α＜3時，由式(3)可得右手傳輸線相移Pf1＜0.5π，即用改進(jìn)型CRLH傳輸線取代傳統(tǒng)功分器中的四分之一波長傳輸線，可達(dá)到功分器小型化的設(shè)計目的。

圖2 相移特性曲線Fig.2 Phase shift characteristic

由文獻(xiàn)［8］可得CL和LL分別為:

其中:Z1為傳統(tǒng)功分器四分之一波長傳輸線的特性阻抗;N須滿足條件Q/Nf1＜π/2。

2 設(shè)計仿真及實驗測試結(jié)果分析

改進(jìn)型功分器模型如圖3所示，其諧振頻率分別為0.5、1.25 GHz，采用介電常數(shù)為4.4、厚度為1.6 mm的FR4微帶板。為實現(xiàn)50Ω的阻抗匹配，四分之一波長傳輸線特性阻抗Z1需等于70.7Ω。取左手傳輸線結(jié)構(gòu)單元數(shù)N=3，由式(1)～(6)可得lR=Pf1/2=29.27 mm，CL=5.16 pF，LL=25.81 nH?；谌姶欧抡孳浖﨏ST2009對功分器進(jìn)行仿真，并制作功分器實物(左邊為正面，右邊為背面)如圖4所示，其仿真與實測結(jié)果如圖5所示。

圖3 改進(jìn)型功分器模型Fig.3 The model of improved power divider

圖4 改進(jìn)型功分器實物圖Fig.4 The improved power divider

圖5 改進(jìn)型功分器S11和S21曲線Fig.5S11 andS21 of the improved power divider

從圖5可看出，改進(jìn)型復(fù)合左右手傳輸線功分器的回波損耗S11仿真與實測曲線基本一致，其諧振頻率分別為0.5、1.23 GHz，且在0.38～0.63 GHz和1.01～1.43 GHz兩個頻段均實現(xiàn)了回波損耗S11＜－10 dB，當(dāng)頻率高于0.32 GHz時，插入損耗S21為－4～－3 dB。就實測結(jié)果而言，2個諧振頻率分別為0.542、1.25 GHz，且在0.45～0.63 GHz和1.06～1.44 GHz兩個頻段內(nèi)滿足回波損耗S11＜－10 dB，而在回波損耗S11＜－10 dB頻段內(nèi)插入損耗S21基本大于－6.5 dB。

為了驗證功分器的小型化設(shè)計效果，根據(jù)傳統(tǒng)功分器設(shè)計方法［9-10］，在相同微帶板、相同功分器寬度和制作工藝條件下，仿真并制作了第一個諧振頻率為0.5 GHz下的傳統(tǒng)功分器。

改進(jìn)型功分器與傳統(tǒng)功分器的回波損耗S11仿真和實測曲線如圖6所示，二者對比如表1所示。

相比于傳統(tǒng)功分器，改進(jìn)型功分器頻帶略窄，但兩者的回波損耗S11仿真曲線均諧振于0.5 GHz，回波損耗S11實測曲線分別諧振于0.542、0.515 GHz，均諧振于0.5 GHz附近。

圖6 改進(jìn)型功分器與傳統(tǒng)功分器的S11曲線Fig.6S11 of the traditional power divider and the improved power divider

表1 改進(jìn)型功分器與傳統(tǒng)功分器S11曲線值Tab.1S11 for the traditional power divider and the improved power divider GHz

圖7 改進(jìn)型功分器及傳統(tǒng)功分器S21曲線Fig.7S21 of the traditional power divider and the improved power divider

改進(jìn)型功分器及傳統(tǒng)功分器插入損耗S21仿真和實測曲線如圖7所示。傳統(tǒng)功分器插入損耗S21在0.2～2GHz頻段內(nèi)的仿真值均大于－4.4dB，而實測值均大于－6 dB。改進(jìn)型功分器插入損耗S21在0.32～2 GHz頻段內(nèi)的仿真值均大于－4 dB，而在0.42～1.5 GHz頻段內(nèi)的實測值均大于－6.5 dB。即盡管改進(jìn)型功分器插入損耗S21實測曲線值相比于仿真曲線值略小，但 在0.45～0.63 GHz和1.06～1.44 GHz兩個頻段內(nèi)插入損耗S21值基本大于－6.5 dB，達(dá)到了實際應(yīng)用要求，且在回波損耗S11＜－10 dB的頻段內(nèi)，改進(jìn)型功分器和傳統(tǒng)功分器插入損耗S21曲線的趨勢基本一致。

改進(jìn)型功分器與傳統(tǒng)功分器的實物對比如圖8所示。從圖8可看出，基于負(fù)相移特性的CRLH TL設(shè)計的功分器達(dá)到了小型化設(shè)計的目的。改進(jìn)型功分器和傳統(tǒng)功分器尺寸分別為67 mm×50 mm、91 mm×50 mm，前者相比后者的長度縮減約26.4%。

圖8 改進(jìn)型功分器與傳統(tǒng)功分器Fig.8 The traditional power divider and the improved power divider

3 結(jié)束語

基于復(fù)合左右手傳輸線原理的改進(jìn)型功分器采用左手傳輸線的負(fù)相移特性，使得2個諧振頻點f1、f2的相移分別為－π/2、π/2。當(dāng)f2/f1(f2＞f1)小于3時，改進(jìn)型功分器的復(fù)合左右手傳輸線長度小于四分之一波長，克服了傳統(tǒng)功分器傳輸線長度需達(dá)到四分之一波長的缺陷，從而實現(xiàn)了功分器的小型化。數(shù)值仿真和實物測試結(jié)果表明了改進(jìn)型功分器的小型化設(shè)計思路的正確性。

［1］Pozar D M.微波工程［M］.北京:電子工業(yè)出版社，2006:274-279.

［2］Hung Luliang，Bhattacharya P，Katheli L P B，et al.X-band and k-band lumped wilkinson power dividers with a micromachined technology［C］//IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest，2000:287-290.

［3］Carchon G，Vaesen K，Brebels S，et al.Integrated wilkinson power dividers in C-，Ku-，and Ka-band in multi-layer thinfilm MCM-D［C］//IEEE 30th European Microwave Conference，2000:1-4.

［4］Scardelletti M C，Ponchak G E，Weller T M.Miniaturization wilkinson power dividers utilizing capacitive loading［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2002，12(1):6-8.

［5］Caloz C，Sanada A，Itoh T.A novel composite right/lefthanded coupled-line directional coupler with arbitrary coupling level and broad bandwidth［J］.IEEE Transactions Microwave Theory and Techniques，2004，52(3):980-992.

［6］Woonko J，Woojung Y，Young K，et al.A balanced mixer based on dual-band composite right/left-handed transmission line［C］//IEEE International Conference on Engineering and Industries，2011:1-4.

［7］Wang Ligang，Zhu Shiyao.Large positive and negative Goos-Hanchen shifts from a weakly absorbing left-handed slab［J］.Journal of Applied Physics，2005，98(4):1043-1052.

［8］Lin I H，DeVincentis M，Caloz C，et al.Arbitrary dual-band components using composite right/left-handed transmission lines［J］.IEEE Transactions Microwave Theory Techniques，2004，52(4):1142-1149.

［9］Wu Yongle，Zhou Hui，Zhang Yaxing，et al.An unequal wilkinson power divider for a frequency and its first harmonic［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2008，18(11):737-739.

［10］Cheng K K M，Wong F L.A new wilkinson power divider design for dual band application［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2007，17(9):664-666.