薛博文

（西安鐵路職業(yè)技術(shù)學(xué)院 電氣工程系，陜西 西安 710016）

有源濾波器（APF）作為動(dòng)態(tài)抑制諧波與無功補(bǔ)償裝置，能夠?qū)︻l率與幅值均變化的諧波具有實(shí)時(shí)跟蹤能力，并對(duì)單次、多次諧波及無功源的集中補(bǔ)償[1]。目前針對(duì)APF有滯環(huán)電流與三角波電流控制兩種策略[2]。前者控制精度高且響應(yīng)快但開關(guān)頻率波動(dòng)大；后者開關(guān)頻率恒定但響應(yīng)慢且控制精度較差。而基于空間電壓矢量（SVPWM）滯環(huán)電流控制策略是在滯環(huán)電流控制策略基礎(chǔ)上，采用雙閉環(huán)控制（電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)）。電壓外環(huán)控制APF直流側(cè)電壓，使其穩(wěn)定在一個(gè)合適范圍；電流內(nèi)環(huán)按電流指令進(jìn)行電流控制，使補(bǔ)償電流跟隨指令電流信號(hào)。因此，APF內(nèi)環(huán)電流控制策略可作為一種復(fù)合控制法，通過控制VSR空間矢量實(shí)時(shí)切換，使電流誤差被限制在給定的環(huán)寬內(nèi)，從而獲得電流的高精度控制。該方法將SVPWM控制策略的電壓利用率高和滯環(huán)電流控制策略的響應(yīng)速度快等特點(diǎn)相結(jié)合并兼顧了滯環(huán)控制和空間矢量的優(yōu)點(diǎn)，提高了APF諧波抑制及補(bǔ)償性能。

本文即通過設(shè)計(jì)APF控制系統(tǒng)驗(yàn)證定頻滯環(huán)SVPWM控制策略應(yīng)用到有源電力濾波器（APF）中的諧波抑制與無功補(bǔ)償效果。

1 APF的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

控制系統(tǒng)是基于DSP構(gòu)成的APF系統(tǒng)設(shè)計(jì)的。本文將根據(jù)TDS320LF2407 DSP芯片設(shè)計(jì)控制系統(tǒng)的硬件、主電路與軟件部分。

1.1 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

控制系統(tǒng)原理結(jié)構(gòu)如圖1所示，由電壓、電流采集調(diào)理電路，數(shù)字信號(hào)處理器DSP，驅(qū)動(dòng)隔離放大電路組成。系統(tǒng)采用TMS320LF2407A作為主控芯片[3]，下面分別介紹。

圖1 控制系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)Fig.1 The control system hardware structure

1.1.1 TMS320LF2407芯片

系統(tǒng)的主控芯片TMS320LF2407具備4個(gè)可編程定時(shí)器，8個(gè)I/O口方便輸入輸出。主要硬件有：32位中央算術(shù)單元、8個(gè)16位輔助寄存器，2K×16位字片內(nèi)數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器、32K×16位字片內(nèi)FLASH程序存儲(chǔ)器空間；64K×16位字I/O空間、6×8位I/O接口等。

1.1.2 信號(hào)采集與調(diào)理

根據(jù)APF系統(tǒng)參數(shù)的設(shè)計(jì)要求，應(yīng)檢測(cè)系統(tǒng)接入點(diǎn)即電網(wǎng)三相電壓（ua、ub、uc）與負(fù)載三相電流（iLa、iLb、iLc）6 個(gè)參數(shù)。 利用霍爾傳感器將該參數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換為相應(yīng)信號(hào)。對(duì)于TV（壓互）選型為 TV19E、變比 5 mA/5 mA、采樣電阻390Ω；TA（流互）選型為TA19E、變比5 mV/5 mV、采樣電阻390Ω。

1.1.3 ADC模塊

TMS320LF2407芯片具有兩個(gè)ADC模塊，每個(gè)模塊由一套采樣保持電路與8路模擬輸入信號(hào)選通電路組成并含有兩級(jí)轉(zhuǎn)換結(jié)果寄存器。輸入引腳采樣信號(hào)電壓范圍為（0－3.3 V）。采樣兩個(gè)ADC模塊可同步工作。即信號(hào)可被同時(shí)轉(zhuǎn)換、單次轉(zhuǎn)換或連續(xù)轉(zhuǎn)換。轉(zhuǎn)換啟動(dòng)時(shí)刻由系統(tǒng)軟件、內(nèi)部事件管理器（EVA/EVB）中多個(gè)事件源與外部觸發(fā)決定[4]。

1.1.4 IGBT隔離驅(qū)動(dòng)與保護(hù)電路

IGBT隔離驅(qū)動(dòng)電路能夠?qū)⒖刂破鬏敵鲂盘?hào)轉(zhuǎn)換成一定功率的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，保證IGBT能夠可靠地通斷。

功率保護(hù)電路應(yīng)能保證IGBT可靠工作，實(shí)際應(yīng)用中可采用DSP芯片的功率驅(qū)動(dòng)保護(hù)引腳PDPINITA完成。當(dāng)出現(xiàn)故障現(xiàn)象時(shí)，該引腳可由高電平轉(zhuǎn)低電平，使PWM輸出為高阻態(tài)，達(dá)到保護(hù)目的。脈沖封鎖電路利用兩個(gè)DSP控制端口實(shí)現(xiàn)PWM脈沖封鎖使能，保證當(dāng)硬件保護(hù)電路信號(hào)出現(xiàn)異常時(shí)，比較器輸出低電平，直接封鎖PWM脈沖。其中LOCK為硬件保護(hù)信號(hào)，DVR為IGBT觸發(fā)驅(qū)動(dòng)脈沖電源信號(hào)。

1.2 主電路設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)一臺(tái)容量為10 kVA的并聯(lián)型有源濾波器（APF），工作電壓為三相三線電壓380 V，具有諧波、無功補(bǔ)償、諧波與無功綜合補(bǔ)償功能，如圖2所示。

圖2 實(shí)驗(yàn)裝置電路拓?fù)銯ig.2 The experimental device circuit topology

1.2.1 設(shè)計(jì)依據(jù)

針對(duì)APF容量、額定電壓與所濾除諧波次數(shù)等參數(shù)設(shè)計(jì)。其中容量由下式確定。

式中：U為接入點(diǎn)電網(wǎng)相電壓有效值，IC為APF發(fā)出的補(bǔ)償電流有效值。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)為10 kVA的APF，由公式（1）可求出APF發(fā)出的補(bǔ)償電流IC[5]。因此：IC=S/3U=15 A。

1.2.2 功率器件選擇

由APF主電路結(jié)構(gòu)可知，每只IGBT的耐壓為6U，其中U為相電壓有效值，可求得耐壓為539 V。我們從耐壓和電流的安全裕量角度出發(fā)，應(yīng)選擇耐壓達(dá)800 V、電流為15 A以上的IGBT模塊。由于設(shè)計(jì)的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)容量較小，本文選擇IGBT集成模塊FP25R12KS4C[6]。

1.2.3 進(jìn)線電感選擇

進(jìn)線電感應(yīng)具備滿足濾波器對(duì)補(bǔ)償電流跟蹤能力。若L選擇過大，跟蹤電流變化速度緩慢，使跟蹤電流與參考電流之間存在較大誤差；L選擇過小，參考電流變化緩慢時(shí)，補(bǔ)償電流的變化量將遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過參考電流的變化量，導(dǎo)致產(chǎn)生紋波毛刺。此外，L選的小還會(huì)使開關(guān)管通斷引起的電壓波動(dòng)影響電網(wǎng)側(cè)電壓，使網(wǎng)側(cè)電壓開關(guān)時(shí)的諧波分量明顯增加，波形質(zhì)量變差。所以，對(duì)出線電感的選擇應(yīng)考慮兩方面的因素。由參考文獻(xiàn)[4]得：

其中：UC—直流側(cè)電容平均電壓，f—APF開關(guān)頻率，I—最大允許超調(diào)電流，K—參考電流最大變化率。實(shí)際計(jì)算時(shí)取UC=800 V。f=10 kHz允許最大超調(diào)電流取I=15 A，經(jīng)計(jì)算 K=6 kA/S，帶入（2）式得 8.5 mH＜L＜13 mH，實(shí)驗(yàn)時(shí)采用L=10 mH。

1.2.4 電容選擇

在工程實(shí)際中[7]，對(duì)APF主電路電容選擇公式如式3所示。

其中：I－m—負(fù)序電流分量幅值，ε—直流電壓脈動(dòng)量，ω—基波角頻率。

計(jì)算時(shí)取直流電壓800 V，考慮實(shí)際工程中I－m取輸出電流的10%，直流電壓脈動(dòng)量為1%，代入式（3）經(jīng)計(jì)算得：

C=3×220×0.1×20/2×0.01×314×8002=328 μF

根據(jù)試驗(yàn)條件要求選擇系統(tǒng)參數(shù)：電源電壓380 V；APF交流側(cè)電感值10 mH；APF直流側(cè)電容由4個(gè)耐壓為450 V、容量470μF的電容串并聯(lián)構(gòu)成；FP25R12KS4C系列IGBT模塊要求額定電流為25 A、耐壓等級(jí)達(dá)到1 200 V；無功負(fù)載使用星形連接的100 mH電抗器；諧波負(fù)載采用不可控整流橋和220 V/100 W的白熾燈泡組。

2 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)內(nèi)容包括A/D采樣程序，定時(shí)器1的下溢中端程序，諧波、無功電流計(jì)算程序與PWM脈沖產(chǎn)生程序。

2.1 主程序的設(shè)計(jì)

利用事件管理器（EVA）中的定時(shí)器1產(chǎn)生DSP控制周期。要求每個(gè)周期采樣點(diǎn)128個(gè)（控制頻率6.4 kHz）。定時(shí)器1采用連續(xù)增減方式下溢中斷啟動(dòng)A/D采樣程序。一個(gè)中斷周期內(nèi)，系統(tǒng)應(yīng)完成A/D采樣與轉(zhuǎn)換、電流轉(zhuǎn)換、濾波并執(zhí)行諧波補(bǔ)償指令電流的產(chǎn)生及其PWM信號(hào)產(chǎn)生等運(yùn)算功能。

2.2 中斷服務(wù)程序

該程序在一個(gè)中斷周期按順序完成A/D轉(zhuǎn)換結(jié)果的讀取、補(bǔ)償電流指令計(jì)算與PWM控制信號(hào)的產(chǎn)生等任務(wù)。

2.2.1 A/D采樣子程序

該程序需要判斷A/D采樣轉(zhuǎn)換過程是否結(jié)束及ADC復(fù)位模塊SEQ1的中斷標(biāo)志位。由于A/D采樣子程序在T1中斷程序中，進(jìn)入T1下溢中斷后，A/D采樣轉(zhuǎn)換同時(shí)被啟動(dòng)。

2.2.2 讀取A/D轉(zhuǎn)換結(jié)果

當(dāng)A/D轉(zhuǎn)換完成，即從結(jié)果寄存器RESULTX中讀取轉(zhuǎn)換結(jié)果。對(duì)于DSP的ADC模塊僅能采樣0～3.3 V范圍電平信號(hào)，而交流電壓/電流采樣轉(zhuǎn)換結(jié)果為直流，因此應(yīng)將直流量轉(zhuǎn)換為交流量表示實(shí)際電壓/電流。對(duì)于DSP所需的采樣信號(hào)在調(diào)理電路中已提高了一半，因此采樣后所得的數(shù)字量應(yīng)減去200 H后可還原為與實(shí)際電流信號(hào)對(duì)應(yīng)的幅值[8]。

2.3 定頻滯環(huán)SVPWM控制

當(dāng)諧波檢測(cè)程序運(yùn)行后得到了諧波信號(hào)。將指令電流與實(shí)際電流作差得到誤差信號(hào)，通過判斷該誤差信號(hào)是否在允許環(huán)寬范圍。若在環(huán)寬范圍，則當(dāng)前矢量不切換；若超過環(huán)寬范圍，則需進(jìn)行以下運(yùn)算。運(yùn)算內(nèi)容包括：

1）內(nèi)、外滯環(huán)的比較，可得兩組開關(guān)狀態(tài)信號(hào)；

2）根據(jù)外環(huán)比較結(jié)果判斷參考信號(hào)所在區(qū)域。在區(qū)域內(nèi)，應(yīng)將參考信號(hào)與外環(huán)比較數(shù)值調(diào)整內(nèi)環(huán)比較結(jié)果相位，即通過兩個(gè)相間電流控制第三個(gè)相間電流；

3）外環(huán)比較狀態(tài)與調(diào)整后的內(nèi)環(huán)比較狀態(tài)經(jīng)鎖相環(huán)調(diào)解后計(jì)算環(huán)寬誤差；

4）根據(jù)計(jì)算得到的環(huán)寬變化值，進(jìn)行滯環(huán)寬度調(diào)節(jié)，再重復(fù)以上計(jì)算；

5）邏輯運(yùn)算后可得最終開關(guān)信號(hào)。流程圖如圖3所示。

圖3 定頻滯環(huán)SVPWM子程序流程圖Fig.3 Constant frequency hysteresis SVPWM subroutine flow chart

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

本文實(shí)驗(yàn)?zāi)康氖菫榱蓑?yàn)證定頻滯環(huán)SVPWM控制策略理論的正確性及可行性，同時(shí)分析了該策略控制下的APF補(bǔ)償效果?？刂撇呗缘膬?yōu)劣可通過分析實(shí)驗(yàn)中PWM波形與補(bǔ)償效果（補(bǔ)償前后試驗(yàn)波形比對(duì)）進(jìn)行。以下分析了實(shí)驗(yàn)過程中補(bǔ)償前后電流變化波形以及開關(guān)信號(hào)波形，實(shí)驗(yàn)裝置的軟硬件設(shè)計(jì)如前述。

3.1 無功負(fù)載補(bǔ)償

該實(shí)驗(yàn)在低壓環(huán)境下用3個(gè)L=100 mH電感作為無功負(fù)載，補(bǔ)償前后電網(wǎng)側(cè)電壓和電流波形如圖4、5所示。APF發(fā)出的補(bǔ)償電流波形如圖6所示。

圖4 補(bǔ)償前電網(wǎng)電壓與電流波形（5A/div）Fig.4 Before compensation grid voltage and current waveforms（5A/div）

圖5 補(bǔ)償后電網(wǎng)電壓與電流波形（5A/div）Fig.5 After compensation grid voltage and current waveforms（5A/div）

圖6 APF產(chǎn)生的無功補(bǔ)償電流波形Fig.6 Reactive power compensation current waveform generated by APF

分析圖4、5與6可知，補(bǔ)償前電壓超前電流90°，說明為感性無功。補(bǔ)償后無功電流衰減幅度較大，沒有實(shí)現(xiàn)完全補(bǔ)償，說明了實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)補(bǔ)償能力有限。

3.2 諧波無功綜合補(bǔ)償

將無功負(fù)載與整流橋接入電路，選擇參數(shù)R=15Ω，L=100 mH。電網(wǎng)側(cè)電壓與負(fù)載電流波形如圖7所示。觀測(cè)到負(fù)載電流存在畸變與相位差，補(bǔ)償后波形如圖8所示，可觀測(cè)到諧波補(bǔ)償效果較為理想，無功補(bǔ)償效果不明顯。

4 結(jié)束語

圖7 補(bǔ)償前電網(wǎng)電壓和電流波形（5A/div）Fig.7 Before compensation grid voltage and current waveforms（5A/div）

圖8 補(bǔ)償后的電網(wǎng)電壓和電流波形（5A/div）Fig.8 After compensation grid voltage and current waveforms（5A/div）

本文搭建了三相三線制有源電力濾波器 （APF）實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)。該系統(tǒng)以DSP2407控制芯片作為控制核心，以定頻滯環(huán)SVPWM為控制策略，針對(duì)兩種負(fù)載做了無功補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了定頻滯環(huán)SVPWM控制策略在APF中應(yīng)用的可行性與實(shí)用性，對(duì)直流側(cè)電壓控制和開關(guān)頻率做了實(shí)驗(yàn)描述并分析了實(shí)驗(yàn)結(jié)果存在的問題。

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