趙少敏，韓雨衡，張國俊

（電子科技大學(xué) 電子薄膜與集成器件國家重點實驗室，四川 成都 610054）

0 引言

隨著當今電子產(chǎn)品向小型化和智能化方向發(fā)展，電子設(shè)備對電源的需求變得多樣化和復(fù)雜化。相比于線性電壓調(diào)整器的大體積和低效率，DC-DC轉(zhuǎn)換器的效率高、體積小、可靠性高等特點使其被廣泛用于電源系統(tǒng)，并且成為超大規(guī)模集成電路系統(tǒng)不可或缺的一部分。

依照拓撲結(jié)構(gòu)不同，DC-DC轉(zhuǎn)換器可以分為升壓型(Boost)、降壓型(Buck)、升降壓型(Buck-Boost)，依照調(diào)制模式的不同可以分為脈沖寬度調(diào)制(PWM)、脈沖頻率調(diào)制(PFM)、混合調(diào)制模式(PWM/PFM)[1]。

在DC-DC轉(zhuǎn)換器中，誤差放大器是其中非常重要的電路模塊，是系統(tǒng)成功的保證。本文在保持電流模式DC-DC轉(zhuǎn)換器的性能和系統(tǒng)穩(wěn)定性的基礎(chǔ)上，設(shè)計了一款滿足需求的高性能誤差放大器。

1 DC-DC變換器控制原理

電流模式DC-DC轉(zhuǎn)換器控制拓撲如圖1所示。電路主要包括 PWM控制電路、功率管(M1、M2)、電感、電容、反饋電阻。PWM控制電路主要包括誤差放大器、斜坡補償、PWM電流比較器、振蕩器、軟起動電路。

圖1 DC-DC轉(zhuǎn)換器控制拓撲

誤差放大器通過反饋電阻檢測輸出電壓的變化，與基準產(chǎn)生的 Vref進行比較，得到誤差放大信號Vea，Vea與振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波信號通過斜坡補償電路得到斜坡電流信號。Rsense檢測輸出電感電流，與斜坡電流信號疊加之后作為PWM比較器的輸入，產(chǎn)生占空比可變的PWM信號，再經(jīng)過驅(qū)動模塊控制功率管的通斷，從而實現(xiàn)電流模式DC-DC控制器反饋回路的控制，穩(wěn)定輸出電壓。

2 誤差放大器電路

本文在傳統(tǒng)OTA的基礎(chǔ)上進行改進，提出一種更滿足變換器需求的高性能誤差放大器。相比于傳統(tǒng)的OTA結(jié)構(gòu)，該誤差放大器在結(jié)構(gòu)上主要有以下特點：(1)采用電流抵消技術(shù)[2]來提高增益；(2)跨導(dǎo)恒定；(3)電路輸入級采用偏置電流消除結(jié)構(gòu)；(4)寬的輸入共模電壓范圍；(5)包含軟起動電路。具體電路實現(xiàn)如圖2所示。

圖2 誤差放大器的整體電路

基于低失調(diào)電壓考慮，該誤差放大器采用對稱差分結(jié)構(gòu)，主要由三部分(差分輸入級、電流鏡輸出級、尾電流偏置級)實現(xiàn)。

差分輸入級由 Q2～Q6、R1～R4、M5～M14 組成。 將Q2～Q4 3個源隨器作輸入端可以擴大輸入共模范圍，具體過程如下：當轉(zhuǎn)換器上電時Vfb和Vss比較小，此時ctrl開啟，M5、M6、M13、M14 電流流過 R1、R2， 抬高 Q5、Q6基極電壓，保證其正常工作，從而提高了共模下限范圍。并將差分輸入對管Q5、Q6的M值設(shè)為2，采用同質(zhì)心結(jié)構(gòu)，可以提高匹配度，進一步減小失調(diào)電壓。

R3和R4的作用是使電路輸入跨導(dǎo)可以精確控制，設(shè) R3=R4=R，gm5R＞＞1，則輸入級跨導(dǎo) gm為：

由于電阻阻值大小易于控制，這樣可以方便控制gm的大小，以控制輸出電流的能力。

輸入級負載采用4個PMOS管M9～M12組成的交叉結(jié)構(gòu)，其作用有：(1)可以構(gòu)成正反饋結(jié)構(gòu)，加速電路響應(yīng)時間。具體實現(xiàn)過程如下：假如V1點有個電壓降低，則M11電流會增加，V2電壓上升，M10電流減小，進一步使V1降低，從而加快電路反應(yīng)速度。(2)可以看成將一組正向和一組負向二極管的連接，以實現(xiàn)其等效電阻從1/gm到無窮大之間的任意阻值：

誤差放大器的電流鏡輸出級由M18～M21組成，輸出節(jié)點電阻為：

誤差放大器的尾電流偏置級由M22～M27組成，采用Self-Cascode結(jié)構(gòu)，相比于單管，可以節(jié)省面積，提高輸出阻抗。

由前面分析可得，該誤差放大器差模增益為：

可見，調(diào)節(jié)M9和M10使其完全匹配，則該誤差放大器的增益可以達到無窮大(理論上)。

共模增益為：

共模抑制比為：

電源抑制比為：

可見，如果M18和 M20、M19和M21匹配，則電路的CMRR和PSRR將會趨于無窮大。而實際值是有限的，主要原因是電路中器件的不匹配。如果提高器件匹配度，則可提高CMRR、PSRR值。

考慮到誤差放大器的輸入是帶隙基準通過電阻網(wǎng)絡(luò)分壓得到的基準電壓Vref，為了消除基極電流對基準分壓網(wǎng)絡(luò)的影響，電路的輸入級利用了輸入偏置電流消除結(jié)構(gòu)[3]。在圖2中，三極管Q1和 Q2發(fā)射極電流大小相等，其基極電流也相等，通過M2和M3的等比例鏡像關(guān)系，Q2的基極電流完全流過M3，因此沒有基極電流流過基準電壓分壓網(wǎng)絡(luò)，從而不會影響基準的分壓精度。

另外，該誤差放大器包含軟起動電路(由M5、M6、M21、M22、C1組成)，可以使在上電過程中控制參考電壓緩慢變化，則輸出電壓也可以隨參考電壓緩慢變化，從而消除浪涌電流的出現(xiàn)。

軟起動時間為：

軟起動時，輸出電壓變化：

3 系統(tǒng)補償電路的實現(xiàn)

誤差放大器為DC-DC環(huán)路提供一個高增益級，改善了系統(tǒng)的線性調(diào)整率和負載調(diào)整率，并且其輸出級是一個高阻節(jié)點。因此考慮到整個環(huán)路的穩(wěn)定性，在誤差放大器的輸出加入補償網(wǎng)絡(luò)，使系統(tǒng)的主極點在帶寬范圍內(nèi)?？紤]到是電流模式[4]控制，采用補償方式如圖3所示。

補償網(wǎng)絡(luò)傳輸函數(shù)為：

圖3 誤差放大器補償網(wǎng)絡(luò)

可見補償網(wǎng)絡(luò)引進一個零點fz1和一個極點fp1，誤差放大器的輸出電阻產(chǎn)生一個極點fp2。

考慮到C1遠大于C2，所以主極點為：

因為C2比較小，所以產(chǎn)生一個高頻極點：

C1和R1產(chǎn)生一個零點，可以控制環(huán)路的中頻增益：

為了DC-DC環(huán)路的穩(wěn)定，在設(shè)計時可以用補償網(wǎng)絡(luò)引入的零點fz1去補償輸出級產(chǎn)生的主極點，從而確定補償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)。

4 仿真結(jié)果及分析

本文設(shè)計是基于CSMC 0.5μm BCD工藝庫，使用Candance Specture進行仿真，仿真條件為25℃下全典型模型。

圖4給出了該誤差放大器頻率特性的仿真。由圖可以看出，在低頻時該誤差放大器的差模放大倍數(shù)為Av=56 dB，共模放大倍數(shù)為Ac=-50 dB，所以有共模抑制比CMMR=106 dB，滿足本設(shè)計中對誤差放大器高CMMR的設(shè)計要求。

圖4 CMRR仿真波形

PSRR的仿真結(jié)果如圖5所示，在低頻段，誤差放大器的放大倍數(shù)為56 dB，電源到誤差放大器輸出放大倍數(shù)為-73 dB，因此，PSRR=129 dB。隨著頻率增加，PSRR開始降低，當頻率達到 44.58 MHz時，PSRR降到0 dB。在誤差放大器工作范圍內(nèi)，滿足系統(tǒng)對PSRR的要求。

表1給出了相同應(yīng)用下的不同誤差放大器的共模抑制比和電源抑制比的仿真結(jié)果對比，可以看出本文設(shè)計的誤差放大器具有更高的共模抑制比和電源抑制比，性能更好。

5 結(jié)論

圖5 PSRR仿真波形

表1 仿真參數(shù)對比

本文提出一種應(yīng)用于BUCK型DC-DC控制器的高性能誤差放大器，并給出了一種環(huán)路補償方案。該誤差放大器具有高的共模抑制比和高的電源抑制比?；贑SMC 0.5μm BCD工藝庫的仿真結(jié)果表明，該誤差放大器的共模抑制比為106 dB，電源抑制比為129 dB。對比可以發(fā)現(xiàn)，該設(shè)計性能更好，更能滿足DC-DC轉(zhuǎn)換器的系統(tǒng)需要。

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