劉漢超，梁 昊

(1.中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)核探測與核電子學(xué)國家重點實驗室，合肥230026;2.中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)近代物理系物理電子學(xué)安徽省重點實驗室，合肥230026;3.北京空間信息中繼傳輸技術(shù)研究中心，北京100094)

1 引言

在衛(wèi)星移動通信迅速發(fā)展的今天，陣列天線的應(yīng)用為衛(wèi)星移動通信提供了更寬范圍的覆蓋，而且可以進(jìn)行用戶擴(kuò)展，能為用戶的無線連接提供更大的自由度，并能支持用戶的移動性。大容量、多波束、智能化是陣列天線衛(wèi)星移動通信的優(yōu)勢，但是衛(wèi)星移動通信工作環(huán)境差，傳輸距離遠(yuǎn)，傳輸媒介不穩(wěn)定，因此，如何在超低信噪比下實現(xiàn)可靠的衛(wèi)星通信以及如何抗干擾成為現(xiàn)在移動通信研究的主要方向。

文獻(xiàn)［1］提出數(shù)字波束形成(DBF)技術(shù)用于抗干擾和提高信噪比的性能，文獻(xiàn)［2－3］提出在DS－CDMA系統(tǒng)中，擴(kuò)頻系統(tǒng)固有的冗余度同樣可以實現(xiàn)抵抗嚴(yán)重干擾的能力。而本文就抗干擾性能和在超低信噪比下可靠通信兩方面提出了一種數(shù)字接收機(jī)的設(shè)計方案，將DBF技術(shù)和擴(kuò)頻技術(shù)聯(lián)合應(yīng)用到該數(shù)字接收機(jī)中。首先，DBF通過天線調(diào)零技術(shù)只在期望用戶方向形成波束，在干擾用戶方向形成零陷;其次，擴(kuò)頻技術(shù)通過期望用戶所使用的PN碼的正交性，對剩余干擾進(jìn)行抵消處理。通過兩項技術(shù)的聯(lián)合使用，大大提高了系統(tǒng)抗干擾性能。另外，擴(kuò)頻增益及DBF的合成增益保證了超低信噪比下信號的捕獲及跟蹤。DBF算法采用改進(jìn)的基于遞歸最小均方算法(RLS)的解擴(kuò)重擴(kuò)盲自適應(yīng)波束形成算法，擴(kuò)頻技術(shù)采用直接序列擴(kuò)頻。

2 系統(tǒng)分析

數(shù)字接收機(jī)是衛(wèi)星通信系統(tǒng)中的一個重要組成部分，針對陣列天線衛(wèi)星通信系統(tǒng)，本文設(shè)計的數(shù)字接收機(jī)由M路通道組成，結(jié)構(gòu)組成如圖1所示。M路天線接收信號經(jīng)變頻放大后，得到M路中頻信號作為接收機(jī)的輸入信號，接收機(jī)首先對M路中頻信號進(jìn)行放大濾波、ADC采樣、數(shù)字下變頻后，得到M路基帶I/Q信號，然后進(jìn)入DBF及數(shù)字解擴(kuò)解調(diào)模塊，接著將輸出的基帶信號送入譯碼模塊，最后Vx-Works讀取譯碼數(shù)據(jù)送給上層。除去變頻、采樣、譯碼等成熟技術(shù)，該接收機(jī)的關(guān)鍵技術(shù)就在于DBF及數(shù)字解擴(kuò)解調(diào)模塊的實現(xiàn)，即數(shù)字波束形成和擴(kuò)頻解擴(kuò)技術(shù)的聯(lián)合實現(xiàn)方法，下文著重對該關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行分析。

圖1 接收機(jī)結(jié)構(gòu)框圖Fig．1 Block diagram of the receiver

近年來，衛(wèi)星通信中提出的DBF算法很多，包括 LMS、DMI算法等［1，4］。但大多數(shù)算法都只是有仿真結(jié)果，并未有工程實踐。文獻(xiàn)［4］提出了CDMA系統(tǒng)下的解擴(kuò)重擴(kuò)盲自適應(yīng)波束形成算法，該算法可以根據(jù)用戶專有的PN碼序列生成偽訓(xùn)練序列進(jìn)行波束合成，因此可以大大節(jié)約系統(tǒng)信道帶寬，但其迭代算法是分塊處理的，無法應(yīng)用于實時系統(tǒng)。在此基礎(chǔ)上，本文采用改進(jìn)的基于RLS的解擴(kuò)重擴(kuò)盲算法，對用戶的跟蹤可以呈現(xiàn)實時特性，且不需要進(jìn)行矩陣直接求逆運(yùn)算，其運(yùn)算復(fù)雜度、收斂速度等方面要遠(yuǎn)優(yōu)于LMS、DMI算法。整個算法的實現(xiàn)框圖如圖2所示，接收信號矢量為x(n)，DBF合成使用的權(quán)向量為 w(n)，y(n)表示 DBF合成結(jié)果，d(n)表示對y(n)進(jìn)行解擴(kuò)、判決、重擴(kuò)后的信號，c(n)表示所需信號的擴(kuò)頻碼，碼周期為Lc，dec? ·」表示判決函數(shù)，ε(n)表示迭代誤差。

圖2 基于RLS的解擴(kuò)重擴(kuò)算法Fig．2 Despread － respread method based on RLS

整個算法處理流程如下:

(1)根據(jù)期望用戶位置產(chǎn)生初始權(quán)值w(0):

其中，α表示期望用戶初始方位角，β表示期望用戶初始俯仰角，k表示介電常數(shù)，λ表示波長，［Px(m)，Py(m)］表示第m根天線位置;

(2)根據(jù)y(n)=wH(n)x(n)得到合成后信號y(n);

(3)將合成后數(shù)據(jù)送入基帶碼捕獲模塊，碼捕獲模塊對y(n)進(jìn)行快速碼捕獲，捕獲成功后，進(jìn)行碼同步和解擴(kuò)。注意，此處只有在初始時需要進(jìn)行碼捕獲，碼捕獲成功后，即可正常工作，只要信道不產(chǎn)生突變，則不需要重新捕獲，數(shù)據(jù)直接進(jìn)行解擴(kuò)。將解擴(kuò)后數(shù)據(jù)z(n)送入解調(diào)器進(jìn)行判決，得到比特序列b(k):

其中，dec?·」表示判決函數(shù)，?·」代表取整運(yùn)算。

(4)對比特序列b(k)進(jìn)行與發(fā)射端相同的調(diào)制和擴(kuò)頻，獲得擴(kuò)頻后數(shù)據(jù)d(n)，即偽訓(xùn)練序列。假設(shè)采用BPSK調(diào)制方式，偽訓(xùn)練序列d(n)可以表示為

其中，mod表示取余運(yùn)算;

(5)計算誤差函數(shù)ε(n)=d(n)－y(n);

(6)依據(jù)RLS算法最小化ε(n)，得到權(quán)系數(shù)

(7)更新權(quán)值，跳回步驟2，重復(fù)上述過程，實現(xiàn)對移動用戶的實時跟蹤。

3 系統(tǒng)設(shè)計與實現(xiàn)

自適應(yīng)波束形成技術(shù)算法比較復(fù)雜，含有大量的乘法、除法和三角函數(shù)運(yùn)算，使用FPGA會消耗大量資源。嵌入式系統(tǒng)作為控制、監(jiān)視或者輔助控制設(shè)備運(yùn)行的系統(tǒng)，它是軟件和硬件的結(jié)合體，適用于對功能、可靠性、體積和功耗要求都比較嚴(yán)格的專用計算機(jī)系統(tǒng)[5]。因此，在本文中使用實時操作系統(tǒng)VxWorks來實現(xiàn)數(shù)字波束的權(quán)值計算，F(xiàn)PGA實現(xiàn)波束合成、PN碼的捕獲、同步、解擴(kuò)、重擴(kuò)及判決。根據(jù)前一節(jié)敘述的算法，整個系統(tǒng)處理流程劃分如下:

(1)Vxworks完成波束合成權(quán)系數(shù)的計算、更新、轉(zhuǎn)換以及送入FPGA;

(2)接收信號x(n)通過FPGA的DBF合成模塊得到合成后數(shù)據(jù)y(n)，并將x(n)送入FIFO中;

(3)在FPGA中將合成后數(shù)據(jù)送入基帶碼捕獲模塊，捕獲成功后，對y(n)進(jìn)行解擴(kuò)解調(diào)，得到比特流b(k);然后，對比特流數(shù)據(jù)b(k)進(jìn)行調(diào)制、擴(kuò)頻、成型，得到d(n)，并完成重構(gòu)后數(shù)據(jù)d(n)與合成后數(shù)據(jù)y(n)的誤差ε(n)計算，并將ε(n)送入FIFO中;同時將比特流b(k)送入譯碼模塊，譯碼后數(shù)據(jù)也送入FIFO;

(4)Vxworks從FIFO中分別取出ε(n)和x(n)，根據(jù)算法計算公式，計算w(n+1)，更新波束合成權(quán)系數(shù);同時將另一個FIFO中存儲的譯碼后數(shù)據(jù)取出，送入上層。

(5)Vxworks讀取基帶解擴(kuò)模塊狀態(tài)，如果碼捕獲模塊失鎖，即當(dāng)前波束合成權(quán)系數(shù)無法正確跟蹤用戶，轉(zhuǎn)回步驟1，采用開環(huán)計算;若基帶解擴(kuò)模塊一直處于碼捕獲成功狀態(tài)，即可以有效跟蹤用戶，則回到步驟2，繼續(xù)對用戶進(jìn)行跟蹤;重復(fù)上述步驟。

下面將詳細(xì)介紹權(quán)系數(shù)計算的VxWorks部分、解擴(kuò)模塊中的碼捕獲部分以及波束形成的FPGA部分的設(shè)計和實現(xiàn)方法。

3.1 權(quán)系數(shù)計算模塊

本文權(quán)系數(shù)計算模塊采用的是VxWorks5.5，開發(fā)環(huán)境為Tonordo2.21。首先，VxWorks接收到系數(shù)計算指令，分離出用戶的初始位置，然后根據(jù)用戶的初始位置計算出初始權(quán)系數(shù)。在FPGA中使用浮點型處理太耗資源，于是將浮點型轉(zhuǎn)換為32比特的無符號長整型數(shù)。最后，通過CPCI總線將無符號長整型的權(quán)系數(shù)寫入FPGA的權(quán)系數(shù)RAM中。流程圖如圖3所示。

圖3 數(shù)字波束形成系數(shù)計算流程圖Fig.3 Flow chart of the computation of DBF weights

(1)根據(jù)初始用戶位置計算出初始權(quán)系數(shù)w(0);

(2)將w(0)轉(zhuǎn)換為長整型，送入FPGA中DBF權(quán)系數(shù)模塊;

(3)從FIFO中讀出誤差ε(n)和x(n)，送入權(quán)值計算模塊，將譯碼后數(shù)據(jù)成幀送給上層;

(4)根據(jù)第2節(jié)給出的算法計算出權(quán)值w(n+1);

(5)將w(n+1)轉(zhuǎn)換為無符號長整型的權(quán)系數(shù)寫入FPGA的權(quán)系數(shù)RAM中。

3.2 碼捕獲模塊

碼捕獲模塊采用FPGA實現(xiàn)，開發(fā)環(huán)境為Quartus11.0。其基本原理[6－7]就是利用偽碼的自相關(guān)特性，計算并比較偽碼在2N個相位狀態(tài)下的相關(guān)值，N是擴(kuò)頻碼的長度。若某一相位的相關(guān)值超過門限值，則判定此相位為接收偽碼的相位。在一般的通信環(huán)境下使用匹配濾波來捕獲接收偽碼相位只需要幾個偽碼周期即可完成，因此匹配濾波法相對于滑動相關(guān)法捕獲時間較短。由于接收機(jī)工作在低信噪比的場合，因此需要通過多周期累積的方式使匹配濾波的輸出能夠達(dá)到足夠高的信噪比完成捕獲。如圖4所示，先對I、Q兩路數(shù)據(jù)進(jìn)行相干累積，累積結(jié)果求模值后再進(jìn)行非相干累積，可以縮短捕獲時間。但是這種累積方式是建立在沒有多普勒頻偏的基礎(chǔ)上設(shè)計的，實際發(fā)送端和接收端之間的相對移動會導(dǎo)致存在殘余頻偏，相關(guān)峰值將會惡化，影響碼捕獲。所以，在累積之前必須消除掉多普勒頻偏。由于頻移是未知的，本文通過頻率搜索方法來確定。

圖4 匹配濾波與多周期累積設(shè)計框圖Fig.4 Block diagram of the matching filter and multi－cycle accumulation

圖5 為碼捕獲的主要實現(xiàn)方法，其中頻率搜索方式為串并結(jié)合的方式，DBF形成后的數(shù)據(jù)分為2N+1路，并行地進(jìn)行PN碼捕獲，第1路數(shù)據(jù)頻譜搬移f0－Nf，第2N+1路數(shù)據(jù)頻譜搬移f0+Nf。搬移后的數(shù)據(jù)送入匹配濾波器，匹配濾波器輸出的數(shù)據(jù)通過包絡(luò)檢測器得到相關(guān)峰值，多路信號的相關(guān)峰送入判決器，采用最大值檢測法，判決器存儲最大值，并控制頻率字f0，依次循環(huán)到所有頻率點都搜索完畢。找出最大值，并對最大值進(jìn)行判決，判定是否捕獲成功，從而實現(xiàn)碼捕獲功能。

圖5 碼捕獲模塊的設(shè)計與實現(xiàn)框圖Fig.5 Block diagram of the code acquisition module

3.3 數(shù)字波束形成模塊

數(shù)字波束形成模塊采用FPGA實現(xiàn)，開發(fā)環(huán)境為Quartus11.0。在進(jìn)行DBF形成時，每一路信號與權(quán)系數(shù)相乘時都需要一個復(fù)數(shù)乘法器，復(fù)數(shù)乘法器的個數(shù)隨著天線單元數(shù)的增加而增加[8－9]。當(dāng)天線單元個數(shù)較大時，消耗的資源非常多。為了提高資源利用率，本文采用流水線形式，將L路(2≤L≤M)并行信號變成一路串行信號，同時將對應(yīng)的權(quán)系數(shù)也串行成一路信號，將這兩路串行信號送入一個高速復(fù)數(shù)乘法器。高速乘法器輸出的數(shù)據(jù)可以送入對應(yīng)的高速累加器，給出一個信號使能來控制累加的開始。最后，將累加的數(shù)據(jù)送入一個并行加法器。加法器的輸出就是DBF合成后的結(jié)果。而多路信號累加時，如果直接擴(kuò)位，會導(dǎo)致后面的運(yùn)算太耗資源，因此，需要進(jìn)行截位。信號過小時，高位沒有使用，可以截掉高位;信號過大時，低位的結(jié)果相對高位可以忽略不計，可以截掉低位。因此，在加法器后面加入自動增益控制器來控制選取相應(yīng)的比特位輸出。波束合成模塊的具體設(shè)計流程如圖6所示。

圖6 數(shù)字波束合成模塊的FPGA設(shè)計與實現(xiàn)框圖Fig.6 FPGA design block diagram of digital beamforming

4 性能仿真及測試

4.1 波束形成算法仿真

本文接收機(jī)使用的數(shù)字波束形成算法是基于RLS的解擴(kuò)重擴(kuò)盲自適應(yīng)波束形成算法。圖7顯示，在不知道用戶真實位置的前提下，算法可以自適應(yīng)地將波束指向用戶的真實位置，同時有抵消干擾信號的能力。其中用戶角度為10°，干擾用戶角度為－40°，系統(tǒng)信噪比為－10 dB。結(jié)果表明數(shù)字波束形成在10°角內(nèi)形成主波束，旁瓣抑制效果良好，同時在－40°處實現(xiàn)對干擾用戶的抵消。由于算法的矩陣求逆運(yùn)算，即波束合成的權(quán)系數(shù)計算部分在VxWorks中實現(xiàn)，運(yùn)算速度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于在FPGA中實現(xiàn)，大大提高了收斂速度。且該方法不需要顯示的訓(xùn)練序列，提高了信道的可利用率。

圖7 波束指向圖Fig.7 Beam pointing diagram

在實際衛(wèi)星通信中，期望用戶位置與用戶的真實位置總是有一定的角度偏差，而盲算法應(yīng)具備在惡劣條件下實現(xiàn)波束正確指向的能力。圖8給出了不同期望用戶位置偏差對波束形成的影響，可以看出，不同的角度偏差經(jīng)過迭代后波束指向位置在用戶實際位置處的幅度幾乎一致，表明即使期望用戶位置與用戶真實位置之間的角度偏差到90°，仍然可以實現(xiàn)合成波束的正確指向。

圖8 期望用戶位置偏差對自適應(yīng)波束形成的影響Fig.8 The results of DOA error effect

4.2 接收機(jī)性能測試

在樣機(jī)測試中，利用VxWorks設(shè)計了信號產(chǎn)生單元，用來產(chǎn)生帶有一定波程差和加性高斯白噪聲的擴(kuò)頻信號，信號的信噪比可調(diào)節(jié);接收信號天線單元個數(shù)設(shè)計為40個，調(diào)制方式為BPSK，采用的擴(kuò)頻比為1 023。計算單通道和合成通道的解擴(kuò)解調(diào)后數(shù)據(jù)信噪比結(jié)果如圖9所示，根據(jù)測試條件得到系統(tǒng)增益理論值=擴(kuò)頻增益理論值+陣列天線合成增益理論值=10×lg(1023)+10×lg(40)=30.1 dB+16 dB=46.1 dB。

圖9 單通道與合成通道解擴(kuò)后SNRFig.9 SNR after single channel signal de － spreading and DBF signal de－spreading

由圖9可觀察到，使用本文FPGA架構(gòu)實現(xiàn)的結(jié)果與理論值相差較小。當(dāng)接收信噪比高于－30 dB時，由于擴(kuò)頻存在擴(kuò)頻增益，單通道即可完成PN碼捕獲;但當(dāng)接收信噪比低于－30 dB時，單通道已經(jīng)無法正常工作，而DBF合成可以在信噪比低至－45 dB仍然可以實現(xiàn)PN碼捕獲。圖10是在不同信干噪比(SINR)前提下數(shù)字接收機(jī)對移動用戶跟蹤下的BER分析，可以看出，在不考慮編碼的情況下，對用戶的跟蹤效果很好，抗干擾性能較好，通信可靠性得到了根本保障。

圖10 不同速率移動用戶自適應(yīng)跟蹤BER性能比較Fig.10 Adaptive tracking performance of different speed users

5 結(jié)束語

本文主要針對陣列天線衛(wèi)星通信的工作特性，提出了數(shù)字波束形成與擴(kuò)頻相結(jié)合的數(shù)字接收機(jī)模式，詳細(xì)闡述了數(shù)字波束形成模塊的實現(xiàn)方法，以及其解擴(kuò)模塊中的碼捕獲部分的FPGA設(shè)計，解決了陣列天線衛(wèi)星通信的抗干擾問題，以及在超低信噪比下可靠性傳輸?shù)膯栴}，且該接收機(jī)方案可以實現(xiàn)對移動用戶的實時跟蹤，達(dá)到了較好的指標(biāo)，對基于陣列天線的衛(wèi)星移動通信系統(tǒng)具有很好的借鑒意義。

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