徐雷鈞，楊曉東，白 雪，趙不賄

0 引言

隨著物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)的迅速發(fā)展和日益成熟，超低功耗的無(wú)線傳感器已成為物聯(lián)網(wǎng)的重要組成單元。無(wú)線傳感器網(wǎng)絡(luò)通過(guò)將大量的傳感器節(jié)點(diǎn)部署在監(jiān)測(cè)區(qū)域內(nèi)，使用無(wú)線電通信方式形成一個(gè)多跳的具有動(dòng)態(tài)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的自組織網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)，目前已得到了廣泛應(yīng)用。但是采用傳統(tǒng)供電模式的傳感器節(jié)點(diǎn)一旦電池耗盡需要重新更換電池，如果傳感器節(jié)點(diǎn)大量分布，人工更換電池所需的工作將不容忽視。隨著超低功耗芯片技術(shù)的越發(fā)成熟，收集周?chē)h(huán)境中的無(wú)線射頻能量提供電能成為一種有效可行的新型能源供應(yīng)模式。近年來(lái)，隨著通信技術(shù)的迅速發(fā)展，環(huán)境中充斥著大量的無(wú)線電波信號(hào)，主要包括移動(dòng)電話(GSM)頻段和工業(yè)通訊(ISM)頻段。未來(lái)的很長(zhǎng)一段時(shí)間內(nèi)，多種通信網(wǎng)絡(luò)共存，也為射頻能量收集系統(tǒng)提供了豐富的射頻資源。

無(wú)線能量采集技術(shù)最重要的部分是接收天線的分析設(shè)計(jì)，也是國(guó)內(nèi)外相關(guān)專家學(xué)者關(guān)注的熱點(diǎn)。微帶天線［1－2］具有低成本，輕重量，易于共形等諸多優(yōu)點(diǎn)，被廣泛的應(yīng)用于各種通信系統(tǒng)中。但微帶天線由于頻帶較窄又限制了它的實(shí)際應(yīng)用，增加寄生單元［3－5］或者具有不同形狀縫隙的矩形貼片元［6－7］可以克服微帶天線的窄頻帶特性;目前在高頻段上，國(guó)內(nèi)外對(duì)縫隙天線進(jìn)行了大量的研究報(bào)道［8－12］。基本結(jié)構(gòu)的縫隙天線性能良好，但是也存在阻抗帶寬窄、只能單頻工作等固有缺陷。因此多頻/寬帶化技術(shù)成為縫隙天線研究的一個(gè)熱點(diǎn)。文獻(xiàn)［13］在縫隙天線的基礎(chǔ)上通過(guò)再加載兩個(gè)倒u型槽，實(shí)現(xiàn)了2．4/5．2 GHz的雙頻工作的特性;文獻(xiàn)［14］在接地板上開(kāi)了一個(gè)F型的槽并用微帶線饋電，通過(guò)調(diào)節(jié)槽的主要尺寸使天線工作在2．4/5．8 GHz頻段。文獻(xiàn)［15］采用叉子型微帶線饋電并在接地板開(kāi)了一個(gè)圓形縫隙天線，通過(guò)調(diào)整微帶線終端和縫隙中心的相對(duì)位置以及圓形縫隙的半徑來(lái)獲得最佳匹配，天線工作在2 GHz時(shí)，頻帶達(dá)到了32．5%。但是由于5 GHz頻段在周?chē)h(huán)境中的信號(hào)功率譜密度較低，因此這些天線設(shè)計(jì)并不適合用于環(huán)境無(wú)線能量收集。

通過(guò)對(duì)以上文獻(xiàn)的分析研究，文中提出一種適用于無(wú)線能量收集的小型雙頻微帶饋電縫隙天線。該天線基于叉子型微帶饋電縫隙結(jié)構(gòu)，采用電抗加載法，即通過(guò)加載微帶枝節(jié)和槽實(shí)現(xiàn)雙頻段工作特性，以提高天線的工作帶寬，在保證性能的同時(shí)克服了微帶縫隙天線窄帶寬的缺陷。并通過(guò)仿真分析獲得了該縫隙天線工作頻率隨縫隙尺寸變化的一般規(guī)律。

1 縫隙天線結(jié)構(gòu)原理

基于微帶天線結(jié)構(gòu)，利用電抗加載的方法可以實(shí)現(xiàn)雙頻工作，此時(shí)雙頻比可以調(diào)節(jié)得較接近。根據(jù)空腔模型理論，薄基片的微帶天線在模諧振頻率附近的輸入阻抗Zin，可等效為

式中，Xr為該模并聯(lián)諧振等效電路的“諧振”電抗，Xf為其他模的合成效應(yīng)。其諧振頻率的特征方程為Xr+Xf=0，若用一個(gè)電抗XL對(duì)微帶天線進(jìn)行加載，則上述特征方程變?yōu)?/p>

調(diào)節(jié)XL的值，可以獲得兩個(gè)零點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)雙頻工作。

圖1是改進(jìn)后的天線結(jié)構(gòu)，該天線頂部是一個(gè)左右不對(duì)稱的分支型微帶線。分支型饋電的優(yōu)點(diǎn)是該饋電方法可以獲得較寬的帶寬并且使天線在很寬的頻率范圍內(nèi)達(dá)到很好的阻抗匹配。在本設(shè)計(jì)中，在接地板開(kāi)了兩個(gè)矩形縫隙，通過(guò)調(diào)整微帶線分支和縫隙的相對(duì)位置以及矩形縫隙的大小來(lái)獲得最佳匹配。

圖1 天線的幾何模型Fig．1 Geometric model of the antenna

為了實(shí)現(xiàn)接口的阻抗匹配，分支型微帶線主臂的特性阻抗為50Ω，側(cè)臂的特性阻抗為100Ω，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)式(3)、式(4)可以計(jì)算出微帶線的寬度。

其中等效介電常數(shù)為

由此算出50Ω的微帶饋線對(duì)應(yīng)的寬度為3．0 mm，100Ω微帶線對(duì)應(yīng)的寬度為1．4 mm。天線的底部接地板上刻蝕了兩個(gè)矩形縫隙，這樣相當(dāng)于引入了兩個(gè)電抗元素，產(chǎn)生了兩個(gè)諧振點(diǎn)。天線使用FR－4作為介質(zhì)基板，基板的厚度為1．6 mm，相對(duì)介電常數(shù)為4．2，損耗角正切為 TanD=0．000 3。接地板的尺寸為50 mm×50 mm。由于縫隙所在地面的邊沿存在較強(qiáng)的繞射場(chǎng)，所以選擇合適的介質(zhì)基片大小，可以獲得較好的遠(yuǎn)場(chǎng)方向圖。饋電點(diǎn)在寬邊的中心，p1和p2為差分輸入端口。

2 參數(shù)設(shè)計(jì)與優(yōu)化分析

為了進(jìn)一步探索天線的各個(gè)幾何參數(shù)對(duì)天線回波損耗的影響，得到適合 GSM 1 900 MHz和 ISM 2．4 GHz頻段的工作特性，使用ADS全波電磁場(chǎng)仿真工具對(duì)天線進(jìn)行參數(shù)分析和優(yōu)化。天線的各物理尺寸參數(shù)如圖2所示。

圖2 縫隙天線的設(shè)計(jì)參數(shù)示意Fig．2 Diagram of design parameters for slot antenna

通過(guò)初步的仿真，天線的回波損耗對(duì)兩個(gè)矩形縫隙的長(zhǎng)度L1、L2和寬度W3、W4的變化比較敏感，因此選取以上4個(gè)參數(shù)對(duì)它們進(jìn)行參數(shù)分析。每個(gè)參數(shù)選取一個(gè)初始值，當(dāng)一個(gè)參數(shù)變化時(shí)，其他參數(shù)保持不變。各參數(shù)的初始值如表1所示。圖3給出了小縫隙長(zhǎng)度L1對(duì)天線回波損耗的影響，L1尺寸選取從22．9 mm處以1 mm增加，其他主要參數(shù)保持不變，仿真結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)在低頻段處L1越大，諧振點(diǎn)右移，當(dāng)L1=23．9 mm時(shí)，回波損耗最小;在高頻段處隨著L1增大，諧振頻率點(diǎn)左移，回波損耗減小但帶寬也隨之減小。圖4給出了大縫隙長(zhǎng)度L2對(duì)天線回波損耗的影響，L2從41．6 mm處以每1 mm增加，其他各參數(shù)保持不變。從圖中可以看出在低頻段處L2越小，回波損耗越大，帶寬也相應(yīng)的增加。諧振點(diǎn)基本維持不變;在高頻段處L2越大，諧振點(diǎn)向左移動(dòng)，回波損耗越小，天線阻抗越來(lái)越不匹配。圖5給出了小縫隙寬度W3對(duì)天線回波損耗的影響，W3的大小從10．6 mm處以每1 mm增加，其他各參數(shù)保持不變。仿真結(jié)果顯示W(wǎng)3對(duì)低頻段的影響幾乎很小;在高頻段處當(dāng)W3增大時(shí)，諧振頻率左移，回波損耗和帶寬維持不變。圖6為大縫隙寬度W4對(duì)天線回波損耗的影響，W4尺寸從14．1 mm處以每1 mm增加，其他各參數(shù)均保持不變。從圖中可以看出低頻段處W4越大，諧振頻率略向右移，回波損耗越來(lái)越大，天線的匹配越好，帶寬也相應(yīng)的增大。在高頻段處規(guī)律同低頻段一樣。通過(guò)仿真結(jié)果發(fā)現(xiàn)，調(diào)節(jié)縫隙的尺寸可以改變兩個(gè)諧振頻率的距離。再根據(jù)對(duì)頻段的設(shè)計(jì)要求最后選定的縫隙尺寸的大小分別為 L1=23．9 mm，L2=41．6 mm，W3=12．6 mm，W4=18．1 mm。最終得到了最佳的天線尺寸參數(shù)，如表2所示。

表1 天線的初始尺寸參數(shù)Table 1 Initial parameters of the antenna

表2 優(yōu)化后的天線尺寸參數(shù)Table 2 Size of antenna with optimized parameters

圖3 諧振頻率隨L1變化Fig．3 Resonant frequency varying with L1

圖4 諧振頻率隨L2變化Fig．4 Resonant frequency varying with L2

圖5 諧振頻率隨W3變化Fig．5 Resonant firquency varying with W3

圖6 諧振頻率隨W4變化Fig．6 Resonant firquency varying with W4

天線在諧振頻率1．9 GHz和2．4 GHz兩處的增益方向圖如圖7和圖8所示。從圖中可以看出該縫隙天線的輻射是雙向性的，縫隙上、下方的輻射場(chǎng)最強(qiáng)，輻射強(qiáng)度基本相同。天線的諧振頻率為1．9 GHz時(shí)，在 XOZ 面上的最大增益為1．4 dBi;天線諧振頻為2．4 GHz時(shí)，在 XOZ面上最大增益為2．9 dBi。天線的方向圖具有一定的方向性，但是天線的增益并不高，因此這種天線可以作為全向天線來(lái)使用，適用于接收周?chē)纳漕l無(wú)線能量。

圖7 XOZ面上的天線的增益(f=1．9 GHz)Fig．7 Gain on the face of XOZ(f=1．9 GHz)

圖8 XOZ面上的天線的增益(f=2．4 GHz)Fig．8 Gain on the face of XOZ(f=2．4 GHz)

3 測(cè)試結(jié)果

根據(jù)上一節(jié)的參數(shù)分析和優(yōu)化結(jié)果，使用FR4雙面PCB板加工制作了該天線，并通過(guò)Agilent矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)天線進(jìn)行了測(cè)試，天線的實(shí)物圖如圖9所示。

圖9 天線實(shí)物的正面圖和反面Fig．9 Different views of the antenna

圖10 給出了天線的輸入回波損耗仿真和實(shí)測(cè)曲線，從仿真圖中可以看出，天線的中心諧振點(diǎn)分別為 f1=1．9 GHz，f2=2．4 GHz。當(dāng)回波損耗 S11＜－10 dB時(shí)，天線在低頻段的工作頻率范圍為1．82～1．96 GHz，帶寬達(dá)到了140 MHz，天線在高頻段的頻率范圍為 2．34 ～2．45 GHz，帶寬接近110 MHz。天線在諧振點(diǎn)處的回波損耗分別是 －40 dB和－20 dB，表明該天線匹配較好。實(shí)測(cè)得到的結(jié)果與仿真結(jié)果基本相同，低頻段處諧振頻段向右偏移約為1．92 GHz，高頻段處諧振點(diǎn)略向左偏移，兩諧振點(diǎn)處的回波損耗均有所減小。造成誤差的原因包括加工天線過(guò)程中尺寸的微小誤差，SMA接頭處焊接不良、接口處有能量損耗，環(huán)境干擾等因素。

圖10 回波損耗測(cè)試結(jié)果Fig．10 Measurement result of the return loss

4 結(jié)語(yǔ)

文中提出了一種縫隙加載結(jié)合雙線饋電的多頻段天線方法，設(shè)計(jì)了一種適用于環(huán)境無(wú)線能量接收的新型小尺寸雙頻微帶縫隙天線。通過(guò)Agilent公司的ADS對(duì)其仿真并進(jìn)行了優(yōu)化分析，實(shí)現(xiàn)了天線分別在1．9 GHz和2．4 GHz雙頻工作。在低頻端帶寬為140 MHz，相對(duì)帶寬約為7．4%，在高頻端帶寬110 MHz，相對(duì)帶寬約為4．6%。該射頻能量接收天線能夠適應(yīng)GSM和ISM兩個(gè)頻段，尺寸小，制作成本低，具有較強(qiáng)的實(shí)用性和良好的應(yīng)用前景。

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