安衛(wèi)國，達(dá)新宇，劉煒，郭威武

(空軍工程大學(xué)，陜西 西安 710077)

0 引言

在頻段超寬帶衛(wèi)星通信中，除了采用抗突發(fā)干擾、頻譜利用率高的傳輸技術(shù)進(jìn)行無線數(shù)據(jù)的高速傳輸外，信號接收技術(shù)也在很大程度上決定著通信系統(tǒng)的性能。數(shù)字下變頻技術(shù)作為一種信號接收技術(shù)，以其較強(qiáng)的可控性和較高的精確度，已經(jīng)發(fā)展成為多個(gè)領(lǐng)域的關(guān)鍵技術(shù)。如軟件無線電、數(shù)字地面廣播電視(digital video broadcasting-TV，DVB-TV)、數(shù)字音頻廣播(digital audio broadcasting，DAB)以及未來的4G通信技術(shù)。然而，數(shù)字下變頻器的電路實(shí)現(xiàn)中涉及大量的乘加運(yùn)算，這些運(yùn)算通常用專用芯片或DSP實(shí)現(xiàn)，但是現(xiàn)有的DSP器件的處理速率已經(jīng)沒辦法滿足寬帶信號下變頻需求。

目前，已經(jīng)有一些學(xué)者采用多相濾波數(shù)字正交變換[1]，數(shù)字混頻正交變換[2]等[3-4]方法實(shí)現(xiàn)數(shù)字下變頻，而實(shí)現(xiàn)上述理想變換的階躍濾波器是很困難的；而文獻(xiàn)[5]提到多通道的數(shù)字下變頻高效結(jié)構(gòu)，該方案先抽取后濾波最后混頻，使系統(tǒng)在較低的速率下并行處理數(shù)據(jù)，大大地提高了運(yùn)算的效率，但是該方案的接收信號是固定的某些帶通信號，犧牲了頻點(diǎn)的靈活性；文獻(xiàn)[6]提出了一種改變?yōu)V波器帶寬的方法，但是濾波器帶寬成倍增加，容易引入不需要的干擾信號，不能準(zhǔn)確地實(shí)現(xiàn)接收信號的頻譜搬移；文獻(xiàn)[7]提出了一種基于Goertzel濾波器的任意頻點(diǎn)的高效數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)，但是該結(jié)構(gòu)電路復(fù)雜，在實(shí)際實(shí)現(xiàn)上存在困難，電路消耗較多的運(yùn)算能力，效率不高。

為此，本文從數(shù)字下變頻的基本原理出發(fā)，分析其現(xiàn)有的高效結(jié)構(gòu)，對文獻(xiàn)[8-9]的高效算法進(jìn)行推導(dǎo)，得出了非固定頻點(diǎn)的高效數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)，最后用計(jì)算機(jī)仿真軟件驗(yàn)證了該結(jié)構(gòu)的有效性。結(jié)果表明改進(jìn)后的高效結(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)非固定頻點(diǎn)一定帶寬信號的數(shù)字下變頻。

1 數(shù)字下變頻原理及多通道數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)

數(shù)字下變頻的原理與模擬下變頻一樣，是把所需要的分量從中頻載波頻率搬移到所需要的頻率[10]。圖1為數(shù)字下變頻一般結(jié)構(gòu)圖；接收信號經(jīng)過ADC采樣轉(zhuǎn)換成高密度的離散數(shù)據(jù)序列x(n)與由數(shù)控振動(dòng)器產(chǎn)生的復(fù)向量樣本e-jω0n在數(shù)字混頻器里相乘，然后對信號進(jìn)行低通濾波濾除帶外信息，從而對數(shù)字信息進(jìn)行頻譜搬移。

圖1 數(shù)字下變頻一般結(jié)構(gòu)Fig.1 General structure of digital down conversion

對于一般的窄帶信號來說，上述的一般數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)可以準(zhǔn)確地實(shí)現(xiàn)接收信號的頻譜搬移，而對于寬帶信號來說，接收信號ADC后產(chǎn)生了較高的數(shù)據(jù)流，而現(xiàn)有的DSP處理器件無法滿足高數(shù)據(jù)流的數(shù)字下變頻任務(wù)；針對以上問題文獻(xiàn)[5]提出了一種多通道的高效數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)先抽取后濾波最后混頻，使系統(tǒng)在較低的速率下并行處理數(shù)據(jù)，結(jié)構(gòu)圖如圖2。

圖2 多通道數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)Fig.2 Multi-channel digital down conversion structure

該方案對接收信號是有一定要求的，假設(shè)接收信號的采樣頻率為fs,信號的中心頻率f0,抽取數(shù)M；根據(jù)信道化接收機(jī)原理，將整個(gè)調(diào)諧帶寬分為N個(gè)信道，為了不出現(xiàn)盲區(qū)，每個(gè)信道的帶寬為2fs/N，這樣調(diào)諧帶寬分為N組，相鄰調(diào)諧通道之間有50%的重疊[11]； 調(diào)諧帶寬劃分如圖3所示。

圖3 調(diào)諧帶寬分布Fig.3 Tuning bandwidth distribution

當(dāng)接收信號正好落入某一信道且中心頻點(diǎn)f0為某一信道的中心頻點(diǎn)時(shí)，圖2的結(jié)構(gòu)是有效的，究其根本原因是犧牲了頻點(diǎn)的靈活性來換取高效的數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)的。

2 基于多通道數(shù)字下變頻的非固定頻點(diǎn)的數(shù)字下變頻高效結(jié)構(gòu)

由圖1下變頻結(jié)構(gòu)圖可知，輸出序列為

y(n) ={[x(n)e-jω0n]*h(n)}↓M=

(1)

圖4 f0不為m/M信號示意圖Fig.4 Signal schematic diagram when f0 is not m/M

如果把寬帶帶通信號的中心頻點(diǎn)分為周期分量f1和偏移量fd，周期分量為m/N，那么式(1)有：

y(n) ={[x(n)e-jω0n]*h(n)}↓M=

(2)

對式(2)進(jìn)行多相分解，令v=ρ+lM，M為抽取倍數(shù)，式(2)得到

ej2πfd(ρ+lM)x(nM-(ρ+lM)).

(3)

比較式(3)與現(xiàn)有的多通道數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)，可以知道式(3)也將下變頻結(jié)構(gòu)分成了M個(gè)通道，其對接收信號的處理過程也是先抽取后濾波最后混頻，但區(qū)別就在于濾波器組的各級濾波階數(shù)的系數(shù)，式(3)中將混頻系數(shù)的偏移分量ej2πfdn分散于各級濾波器中，使原本的濾波系數(shù)h(n)變?yōu)榱薶(n)ej2πfd(n)，然后對濾波后的離散點(diǎn)進(jìn)行N點(diǎn)的IDFT，由于混頻系數(shù)的不固定，對于輸出的N點(diǎn)IDFT還需與周期分量的M被抽取后的混頻系數(shù)作復(fù)乘運(yùn)算，得到最后的頻譜搬移后的輸出序列y(n)。

圖5為根據(jù)公式(3)得到的改進(jìn)后的非固定點(diǎn)的數(shù)字高效下變頻結(jié)構(gòu)。

圖5 改進(jìn)的非固定頻點(diǎn)數(shù)字下變頻高效結(jié)構(gòu)Fig.5 Improved non fixed frequency point digital down conversion efficient structure

由以上的結(jié)構(gòu)可以知道，改進(jìn)后的方案在結(jié)構(gòu)上沒有太大的變化，在每階濾波器上復(fù)乘上一個(gè)頻率偏移分量，如果接收機(jī)的抽取倍數(shù)為M，那么每處理一個(gè)點(diǎn)就相當(dāng)于在原有的高效結(jié)構(gòu)上多進(jìn)行M+1次復(fù)乘運(yùn)算，運(yùn)算量有所增加，但是增加了頻點(diǎn)的靈活性，相比文獻(xiàn)[6]提到的基于Goertzel濾波器的電路實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)來說，本文提到的結(jié)構(gòu)更易于工程上的實(shí)現(xiàn)。

3 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證改進(jìn)結(jié)構(gòu)的有效和高效性，按照圖5的改進(jìn)結(jié)構(gòu)和式(3)在計(jì)算機(jī)上用模擬仿真軟件Matlab進(jìn)行了仿真驗(yàn)證[12]；仿真條件如下：

原始輸入信號為中心頻點(diǎn)f0=22 MHz，帶寬B0=8 MHz的線性調(diào)頻信號；系統(tǒng)的采樣率fs=100 MHz，N=10，M=5；由仿真條件可知輸入信號落入劃分頻帶的第2個(gè)信道內(nèi)，該信道的中心濾波頻點(diǎn)為20 MHz；仿真結(jié)果如圖6所示。

圖6 原始信號的頻譜圖Fig.6 Spectrum diagram of original signal

為了使下變頻后的信號有可對比性，對原始信號按照圖1的一般結(jié)構(gòu)進(jìn)行直接數(shù)字下變頻，直接數(shù)字下變頻的頻譜結(jié)果如圖7所示。

圖7 對信號直接下變頻后頻譜圖Fig.7 Direct down conversion signal spectrogram

如果對于一般的接收信號，其頻點(diǎn)和帶寬都不滿足傳統(tǒng)的多通道數(shù)字下變頻基本條件，其下變頻后的結(jié)果如圖8所示。

圖8 傳統(tǒng)高效結(jié)構(gòu)輸出頻譜圖Fig.8 Traditional efficient structure output spectrum figure

按照式(3)和結(jié)構(gòu)圖5進(jìn)行的改進(jìn)后的下變頻結(jié)構(gòu)對一般特性的接收信號進(jìn)行數(shù)字下變頻結(jié)果如圖9所示。

圖9 改進(jìn)結(jié)構(gòu)的非固定頻點(diǎn)下變頻頻譜圖Fig.9 Improvement of structure of non-fixed frequency down conversion spectrum

由以上仿真圖可以看出，圖7是對接收信號進(jìn)行原始的頻譜搬移(按圖1的原理結(jié)構(gòu))，圖8是在傳統(tǒng)的多通道數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)上實(shí)現(xiàn)的仿真，可以看出由于濾波器的限制，最后得到的輸出序列相比圖7的直接下變頻輸出是完全失真的，所以該方案不適合一般頻點(diǎn)的數(shù)字下變頻；圖9則是采用了改進(jìn)后方案的頻譜輸出圖，相比較圖7該方案輸出的頻譜實(shí)現(xiàn)了頻譜的準(zhǔn)確搬移，但是在頻譜的幅度上有一些失真，這是由于濾波器組各級與頻率偏移分量進(jìn)行復(fù)乘過程中所產(chǎn)生的誤差。

綜上所述，改進(jìn)的高效結(jié)構(gòu)對非固定頻點(diǎn)的帶通信號進(jìn)行數(shù)字下變頻時(shí)，可以無失真地對信號進(jìn)行頻譜搬移，其下變頻的頻譜圖等效于直接數(shù)字下變頻的頻譜圖，而傳統(tǒng)的多通道高效數(shù)字下變頻對非固定頻點(diǎn)進(jìn)行數(shù)字下變頻時(shí)對信號造成了不可還原的失真，其高效結(jié)構(gòu)的有效性遭到破壞。

4 結(jié)束語

本文分析了現(xiàn)有的高效數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)，并針對已有結(jié)構(gòu)頻點(diǎn)固定的問題，將下變頻系數(shù)分散于各個(gè)濾波器階數(shù)中，得到了一種非固定頻點(diǎn)的高效數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)，仿真驗(yàn)證了改結(jié)構(gòu)的有效性。與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比運(yùn)算量增加K+1次，但其接收信號的頻點(diǎn)靈活性大大增加，在一定程度上提高了頻段超寬帶衛(wèi)星通信系統(tǒng)的通信效率，具有一定的理論價(jià)值。

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