鄒 賢，趙新龍，魯文其

（浙江理工大學(xué)機(jī)械與自動控制學(xué)院，杭州310018）

不同模式下反激式開關(guān)電源的分析

鄒 賢，趙新龍，魯文其

（浙江理工大學(xué)機(jī)械與自動控制學(xué)院，杭州310018）

為優(yōu)化反激式開關(guān)電源的參數(shù)設(shè)計，在不同模式反激變換器的參數(shù)分析基礎(chǔ)上，設(shè)計了斷續(xù)模式和連續(xù)模式下的22 W多路輸出反激式開關(guān)電源，推導(dǎo)了兩種模式下的電源參數(shù)計算方法，分析了功率開關(guān)管、高頻變壓器、次級二極管、輸出濾波電容等元器件的損耗機(jī)理及計算方法，并對全負(fù)載范圍內(nèi)的多組數(shù)據(jù)進(jìn)行測量。實驗表明，電源紋波電壓、工作效率等各項指標(biāo)均符合要求，性能良好；不同模式下反激變換器的參數(shù)分析合理，實驗效率曲線與損耗分析結(jié)果基本一致。

斷續(xù)模式；連續(xù)模式；反激變換器；損耗分析

0 引 言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，高性能的功率開關(guān)管以及集成化芯片的出現(xiàn)，更小損耗的開關(guān)電源正廣泛應(yīng)用于通信、航天、家電等領(lǐng)域。但是，開關(guān)電源本身仍然存在一些問題，其中包括元器件損耗、高頻變壓器噪聲、電源效率、電磁干擾等。這就需要對反激變換器［1-3］的工作模式進(jìn)行一定的研究與分析。

本研究在對DCM（斷續(xù)模式）和CCM（連續(xù)模式）［4-7］模式下反激變換器的參數(shù)分析基礎(chǔ)上，制作了不同模式下的基于Top246Y［8-12］的22 W多路輸出反激式開關(guān)電源，然后列出反激變換器在DCM和CCM模式、滿載條件下的主要參數(shù)表，并通過對反激變換器的損耗進(jìn)行分析和計算，分析兩者的差異，得出相應(yīng)的結(jié)論。

1 反激式變換器工作模式分析

1.1 DCM模式下相關(guān)參數(shù)的分析

DCM模式下反激變換器主要波形如圖1所示。圖1中，Ton為功率開關(guān)管導(dǎo)通結(jié)束時刻；Tz為次級電流發(fā)生斷續(xù)時刻；TS為功率開關(guān)管關(guān)斷結(jié)束時刻，即工作周期；UP為初級電壓；IP為初級電感電流；IS為次級電感電流。

圖1 DCM模式下反激變換器主要波形

功率開關(guān)管的最大占空比由最小輸入電壓和感應(yīng)電壓、功率開關(guān)管漏-源導(dǎo)通電壓決定，一般U=85～265 V的寬范圍交流輸入條件下，感應(yīng)電壓的允許范圍為90～150 V，當(dāng)U=（1+15%）110 V時，可選感應(yīng)電壓為65 V。

由于反激式開關(guān)電源中高頻變壓器起到儲能電感的作用，因此高頻變壓器可以類似于設(shè)計電感。因此一次側(cè)電感量LP為

初級電感平均電流為式中：IPmin為初級最小電流，IPmax為初級峰值電流，由于工作于DCM模式，IPmin=0。

將式（3）代入式（4），可得初級峰值電流為

初級有效電流為

初級電感線徑為

開關(guān)管截止時，功率器件承受的峰值電壓為

面積乘積法仍為選擇磁芯的一種有效方法，表示磁芯有效截面積與窗口面積的乘積，根據(jù)計算的AP值，即可查表找出所需磁芯的型號。DCM模式時，磁芯面積乘積值的計算公式為

式中：KW為窗口利用系數(shù)，一般取0.35；J為電流密度，一般取400 A/cm2；BM為磁芯最大磁通密度，一般取0.25 T；

由于交流輸入端電壓不同，功率開關(guān)管占空比不同，一般初級匝數(shù)NP可根據(jù)工頻電壓來計算

考慮到次級輸出回路超快恢復(fù)二極管正向?qū)▔航禐?.8 V，可得變壓器匝數(shù)比為

式中，AL根據(jù)變壓器磁芯型號獲得。

初級平均電流可用輸出端負(fù)載來表示，則可寫為

變壓器次級線圈電感量為

次級峰值電流取決于初級峰值電流和初、次級的匝數(shù)比，可得

初級峰值電流為

次級有效電流為

高頻變壓器輸出端線徑Dsm為

功率開關(guān)管導(dǎo)通時，變壓器初級電壓感應(yīng)到次級，次級二極管截止，二極管承受的峰值電壓為

1.2 CCM模式下相關(guān)參數(shù)的分析

CCM模式下反激變換器主要波形如圖2所示。

圖2 CCM模式下反激變換器主要波形

圖2中，Ton為功率開關(guān)管導(dǎo)通結(jié)束時刻；TS為功率開關(guān)管關(guān)斷結(jié)束時刻，即工作周期；UP為初級電壓；IP為初級電感電流；IS為次級電感電流。

根據(jù)磁通平衡定律，MOSFET導(dǎo)通期間磁通增加量等于截止期間磁通減小量，則

輸出電壓UO表達(dá)式為

由于反激變換器中高頻變壓器起到儲能電感的作用，因此高頻變壓器可以類似于設(shè)計電感。因此一次側(cè)電感量LP為

初級電感平均電流為

式中：IPmin為初級最小電流，IPmax為初級峰值電流。

將式（23）代入式（24），可得初級峰值電流為

KRP1為初級電流脈動系數(shù)，取值范圍為0和1之間；在CCM模式時KRP1＜1；DCM模式時KRP1=1。

初級有效電流為

開關(guān)管截止時，功率器件承受的峰值電壓為

式中，UL為漏感產(chǎn)生的尖峰脈沖。

CCM模式時，磁芯面積乘積值的計算公式為

由于輸入端交流電壓不同，功率開關(guān)管占空比不同，一般初級匝數(shù)NP可根據(jù)工頻電壓來計算

初級電感線徑為

考慮到超快恢復(fù)二極管還有正向?qū)妷?.8 V，可得變壓器匝數(shù)比為

初級平均電流可用輸出端負(fù)載來表示，則可寫為

次級峰值電流取決于初級峰值電流和初、次級的匝數(shù)比，可得

KRP2是次級電流在占空比為1-Dmax時的比例系數(shù)。因此，次級有效電流ISRMS為

初級峰值電流為

高頻變壓器輸出端線徑Dsm為（其中J值取經(jīng)驗值，J=2～6 A/mm2）

功率開關(guān)管導(dǎo)通時，變壓器初級電壓感應(yīng)到次級，次級二極管截止，二極管承受的峰值電壓為

2 反激變換器損耗分析

在不同輸入電壓、不同負(fù)載情況下反激變換器各部分損耗對電源變換效率的影響是不同的，本研究在220 V交流輸入的條件下，分析反激變換器主要損耗。

由于反激變換器一次側(cè)電路中電流較小，可忽略EMI濾波電路、輸入濾波電容、鉗位電路、原邊二極管、磁珠等損耗，因此電源主要損耗包括功率器件、次級整流二極管及高頻變壓器、輸出濾波電容。

本研究采用的是TOP系列開關(guān)電源集成電路，Top246y在110 V交流輸入時損耗為80 mW，在230 V交流輸入時損耗為160 mW。

二極管的損耗包括正向損耗、反向損耗、開關(guān)損耗。由于反向時間、開關(guān)時間比較短，因此只考慮正向損耗。由于二極管導(dǎo)通時存在內(nèi)阻，因此損耗公式為

高頻變壓器損耗包括磁芯損耗和線圈損耗。而磁芯損耗是磁芯在交流磁化過程中產(chǎn)生的磁滯損耗、渦流損耗和剩余損耗，因此損耗公式為

其中Pv為磁芯比損耗、BP為峰值磁通密度、n是Steinmetz指數(shù)，對鐵氧體來說典型值是2.5，指數(shù)m典型值為1.3，Ve是磁芯有效體積。

線圈損耗分為直流電阻損耗和交流電阻損耗，因此損耗公式為

其中交流電阻系數(shù)FR（x，m）可采用道威爾模式［13］計算。

式中：m為層數(shù)，x可用下式求得：

式中：h為層厚度或?qū)Ь€厚度，F(xiàn)l為銅層系數(shù)。對于銅帶或銅箔線圈，h就是銅帶的厚度，F(xiàn)l=1；對于每層相互疊直徑為d的遠(yuǎn)導(dǎo)線，h=0.83 d，F(xiàn)l=Nld/ w，疊直徑為d的圓導(dǎo)線，h=0.83 d，Nl為每層匝數(shù)，w為層的厚度。

直流分量電阻計算公式為

考慮到濾波電容有等效串聯(lián)電阻RESR，一般設(shè)計時采用多個電解電容并聯(lián)使用，以加強(qiáng)濾波效果，因此損耗公式為

3 實 驗

為驗證上述分析的正確性，制作了不同模式下的基于Top246Y的22 W多路輸出反激式開關(guān)電源，主電路共有7路輸出：+15 V×4、+5 V、±12 V以及反饋繞組輸出+12 V。樣機(jī)包括輸入保護(hù)電路、EMI濾波電路、RCD鉗位電路、反激變換器電路、輸出濾波電路、反饋電路、控制電路。由于文章篇幅有限，具體的參數(shù)設(shè)計不贅述，僅給出了不同模式反激變換器滿載條件下的主要參數(shù)及元器件損耗，分析其對反激變換器的影響，并得出相應(yīng)的結(jié)論；對全負(fù)載范圍內(nèi)多組數(shù)據(jù)進(jìn)行測量，繪出實驗效率曲線和分析效率曲線并對比，最后給出CCM模式、空載情況下的電源模塊主要實驗波形。

3.1 兩種模式下反激變換器主要參數(shù)的分析

在相同占空比、相同輸入電壓的條件下，不同模式下反激變換器主要參數(shù)如表1所示。

表1 DCM和CCM模式下反激變換器主要參數(shù)

表1續(xù)

由于已經(jīng)給出反激變換器損耗詳細(xì)分析過程，所以這里不再贅述。在此僅給出DCM和CCM模式下電源模塊滿載時各部分元器件損耗計算結(jié)果，如表2所示。

表2 DCM和CCM模式下電源模塊滿載時損耗

通過表1、表2參數(shù)的分析，可得如下結(jié)論：在相同占空比、輸入電壓、負(fù)載的條件下，CCM模式下的初級峰值電流和次級峰值電流都比較小，因此，DCM模式下的三角波峰值高于CCM模式下的梯形波峰值；采用CCM模式可比DCM模式降低一次側(cè)高頻變壓器和功率開關(guān)管等損耗，而提高了二次側(cè)高頻變壓器和二極管的損耗。另外，CCM模式下的磁芯乘積面積值較大，高頻變壓器的體積也大。需要指出的是，CCM和DCM模式下反激變換器參數(shù)的差異體現(xiàn)在初級電流脈動系數(shù)的選取上。

3.2 不同負(fù)載對反激變換器效率的影響

在上述基礎(chǔ)上，得出反激變換器分析效率曲線，實驗樣機(jī)完成與調(diào)試后，進(jìn)行了相應(yīng)的實驗損耗分析，主要包括輕載、半載、滿載等多組負(fù)載測量，得出反激變換器實驗效率曲線。實驗效率和分析效率對比曲線如圖3所示。

圖3 反激變換器效率曲線

由圖3可知，實驗結(jié)果與分析結(jié)果基本一致?？傻萌缦陆Y(jié)論：輕載時，反激變換器損耗所占比例較大，效率較低；半載時，負(fù)載電流比較適中，反激變換器功率損耗相對負(fù)載功率較小，負(fù)載百分比為0.6時，效率較高，最高可達(dá)90%；滿載時，變換器效率下降。

3.3 CCM模式下的電源空載實驗

圖4～圖7為CCM模式、交流側(cè)輸入220 V、空載時，測得的該電源主要輸出電壓波形。

圖4 CCM模式下變壓器副邊電壓波形Vout_+5V

圖5 CCM模式下變壓器副邊電壓波形Vout_+15V

圖6 CCM模式下變壓器副邊電壓波形Vout_-12V

圖7 CCM模式下變壓器副邊電壓波形Vout_+12V

空載時測得的輸出電壓均值V′out，Vout為額定輸出電壓，電壓精度計算公式為

圖4為+5 V輸出波形，輸出電壓紋波為110 mV，電壓精度為2.2%；圖5為一路+15 V輸出波形，輸出電壓紋波為200 m V，電壓精度為1.3%；圖6為-12 V輸出波形，輸出電壓紋波為100 m V，電壓精度0.83%；圖7為+12 V輸出波形，輸出電壓紋波為200 mV，電壓精度為1.67%。

從以上分析可得如下結(jié)論，電壓精度均在3%的范圍內(nèi)，輸出穩(wěn)定，紋波小，電源各項指標(biāo)均符合要求。

4 結(jié) 論

通過對斷續(xù)模式和連續(xù)模式下反激式開關(guān)電源的參數(shù)和損耗的分析，設(shè)計了22 W的基于Top246Y的多路輸出反激式開關(guān)電源，并對測試實驗樣機(jī)進(jìn)行驗證。實驗結(jié)果表明：電源紋波電壓、工作效率等各項指標(biāo)均符合要求，斷續(xù)模式和連續(xù)模式下反激變換器的參數(shù)和損耗分析合理。

［1］張 維.單端反激式開關(guān)電源研究與設(shè)計［D］.西安：西安電子科技大學(xué)，2011.

［2］楊立杰.多路輸出單端反激式開關(guān)電源設(shè)計［J］.現(xiàn)代電子技術(shù)，2007，30（6）：23-26.

［3］梅陽鳳.數(shù)字開關(guān)電源的設(shè)計與實現(xiàn)［D］.廣州：廣東工業(yè)大學(xué)，2011.

［4］張旺華.直流電機(jī)控制電源設(shè)計［D］.上海：華東理工大學(xué)，2011.

［5］牛 力.多路輸出反激式開關(guān)電源的設(shè)計與實現(xiàn)［D］.西安：陜西科技大學(xué)，2012.

［6］徐 欣.反激式單片開關(guān)電源芯片的研究和設(shè)計［D］.成都：電子科技大學(xué)，2010.

［7］孟建輝，劉文生.反激式變換器DCM與CCM模式的分析與比較［J］.通信電源技術(shù)，2010，27（6）：33-38.

［8］何東升，劉永強(qiáng)，王端陽，等.基于TOP245Y芯片的高可靠性電源設(shè)計［J］.微計算機(jī)信息，2007，23（28）：163-165.

［9］趙書紅，謝吉華，曹 曦.一種基于Topswitch-GX的變頻器專用開關(guān)電源［J］.電源技術(shù)應(yīng)用，2007，10（8）：17-21.

［10］李 君，曾岳南.基于TOP247Y的電機(jī)伺服系統(tǒng)用多路開關(guān)電源設(shè)計［J］.通信電源技術(shù)，2012，29（1）：8-11.

［11］王 正，朱興動，張六韜.基于TOP249Y芯片的開關(guān)電源設(shè)計［J］.國外電子元器件，2004，3：22-24.

［12］許水平，施蔚加.基于TOP256Y的開關(guān)電源設(shè)計［J］.電子技術(shù)應(yīng)用，2009，35（8）：72-75.

［13］姬海寧，蘭中文，張懷武.高頻開關(guān)電源變壓器的設(shè)計方法［J］.磁性材料及器件，2004，35（2）：31-34.

Analysis on Flyback Switching Power Supply under Different Modes

ZOU Xian，ZHAO Xin-long，LU Wen-qi
（School of Mechanical Engineering and Automation，Zhejiang Sci-Tech University，Hangzhou 310018，China）

To optimize parameter design of flyback switching power supply，this paper designs 22 W multi-output flyback switching power supply under discontinuous current mode and continuous mode based on the parameter analysis of flyback converter under different modes，deduces the power parameter calculation method under two modes，analyses the loss mechanism and calculation methods of power switch tube，high-frequency transformer，secondary diode，output filter capacitor and so on，and measures multiple sets of data within full load scope.The experiment shows that the indicators such as power supply ripple voltage，work efficiency conforms to the requirement，shows good performance，the parameter analysis of flyback converter is reasonable under different modes，experimental efficiency curve and loss analysis result basically consistent.

discontinuous current mode，continuous mode，flyback converter，loss analysis

TM919

A

（責(zé)任編輯：張祖堯）

1673-3851（2014）01-0059-06

2013-06-13

國家自然科學(xué)基金（61273184）

鄒 賢（1989-），男，江南南昌人，碩士研究生，主要從事電子與電力傳動方面的研究。

趙新龍，E-mail：zhaoxinlong@zstu.edu.cn