王 斌，王 義

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北石家莊050081)

0 引言

Ka頻段衛(wèi)星通信的發(fā)展趨勢就是終端設備的小型化，因此設備中的功率放大器一般采用固態(tài)器件，當前商用器件的最大輸出功率為7 W，為實現(xiàn)更高功率輸出采用功率合成技術已成為一種必然選擇。該技術可通過組合若干個相干工作單元來獲取更大的輸出功率，實現(xiàn)途徑主要有芯片功率合成、電路功率合成和空間功率合成。

在毫米波頻段，功率器件的自身功耗較大，所以功率合成就帶來了一個散熱問題。為了適合現(xiàn)有功率單片的應用，由波導功率分配/合成器實現(xiàn)的波導內空間功率合成使功率單片不必局限于波導空間內，功率單片可通過與波導連接的微帶線接地基板散熱。波導內空間功率合成技術在封閉空間內對各個輻射的電磁能量進行合成，其特點是能量泄露小、抗干擾能力強、散熱比較方便、并且能夠容易地應用于毫米波功率放大器的研制中，所以這種空間功率合成技術正被廣泛地研究和應用。

1 波導—微帶過渡

波導的傳輸損耗較低，微帶線方便模塊小型化設計，所以毫米波系統(tǒng)中為了兼顧兩者的優(yōu)點多用到波導－微帶過渡［1］。這些過渡結構一般具有傳輸損耗小、回波損耗高并且有足夠的頻帶寬度;易于加工、便于工程實現(xiàn)、裝備容易且一致性好等特點。

微帶探針型轉換結構是從同軸探針發(fā)展而來，通過一段耦合微帶探針把波導中的電場耦合到微帶中，然后用一段高感抗線抵消其電容效應實現(xiàn)探針與微帶線阻抗匹配。矩形波導中距轉換結構λ/4的短路活塞保證探針在波導中處于電場最強的位置，介質基片穿過矩形波導安裝來提供一個波導窗并保證基片定位，結構如圖1所示。

圖1 微帶探針型波導微帶過渡結構

探針的輸入阻抗是探針寬度、長度、過渡結構距終端短路面距離以及頻率的函數(shù)。選擇這些合適的參量便可保證這種結構將在較寬的頻率范圍內有較小的插入損耗。為使微帶探針激勵起的波導模與矩形波導中主模TE10模耦合最緊，探針應從波導寬邊中心插入，置于TE10模電場最大位置。探針附近被激勵起的高次模使接頭具有電抗性質。短路活塞提供一個可調電抗用于抵消探針電抗。確定微帶探針所激勵起高次模的幅度和算出儲藏在這些非傳播模的純電抗分量，就可以計算出探針的電抗。由于探針末端的電流必須為零，故對于探針來說，假設其電流按正弦駐波分布且假定探針電流為無限細線電流:

式中，d為探針插入的深度。微帶的輸入阻抗:

式中，P為輻射到波導中的功率;Wm－We是由高次模激勵并存儲在探針附近的無功功率。探針的輻射電阻是:

在毫米波頻段為了減小傳輸損耗和降低高頻效應，微帶線介質多采用Rogers RT/duroid 5880來制作，其介電常數(shù)約為2.2。但是這種材質的微帶線均是采用絲網(wǎng)印刷技術加工成的，這種加工技術加工出的微帶線的精度有限，并且Rogers RT/duroid 5880為軟基板，易變性。這種微帶探針應用于毫米波頻段，其可靠性不夠高。為了進一步提高微帶線的加工精度和工作的可靠性，同時兼顧其傳輸損耗較小的特點，又研制了以石英為介質基板、濺射成形工藝制作的微帶探針，其介電常數(shù)約為3.8。

2 波導功率分配/合成器

分支線波導定向耦合器［2］如圖2所示，其2個輸出端口的相位差90°耦合結構是2個波導公共寬邊上的開孔，可以工作于矩形波導的傳輸主模。2個公共波導寬邊上的開孔數(shù)目可以是單孔、雙孔和多孔等，一般而言開孔的數(shù)目不同可以獲得不同的耦合度。該結構具有互易，對稱的特點，且2個輸出端口有較高的隔離度。3 dB分—支波導定向耦合器多采用開孔數(shù)為5的耦合方式，其仿真結果在波導全帶寬內可以實現(xiàn)回波損耗小于－15 dB，并且該結構2個輸出端口間有15 dB左右的隔離度，這一點要優(yōu)于普通的3端口無耗網(wǎng)絡。因此，3 dB分支波導定向耦合器作為功率合成器進行功率合成的時候在可靠性方面具有明顯優(yōu)勢。

圖2 分支波導定向耦合器

波導分支線形式的波導功率分配/合成器的帶寬受枝節(jié)數(shù)目影響，為了進一步拓展帶寬，就得采用更多的枝節(jié)。隨著枝節(jié)數(shù)的增多，E面波導分支耦合器的某些枝節(jié)縫隙會很窄，以至無法加工。波導H面定向耦合器在波導窄邊上開孔，由于孔的高度最高也只能達到波導窄邊的尺寸，且孔間距受到λ/4波長的限制，難以做得很大，故無法耦合波導主模，要實現(xiàn)3 dB耦合需要將耦合窗厚度，即2個波導之間的壁厚取得很小，這也是機加工無法實現(xiàn)的。因而一些采用高次模單孔耦合的結構在波導H面3 dB定向耦合器［3，4］中得到了廣泛使用。這種結構采用了高次模式耦合，為了和標準波導中傳輸?shù)闹髂Ｆヅ洌肏面膜片改變波導耦合窗的寬邊尺寸，即改變高次模阻抗，實現(xiàn)阻抗匹配。這種結構簡單、工作帶寬較寬、耦合窗尺寸也不大，非常適合工程應用。

3 功率合成網(wǎng)絡與放大器

H面縫隙耦合功率分配/合成器、波導T型分支［5］和石英介質微帶—波導過渡結構三者聯(lián)合應用可以得到一個4路功率合成網(wǎng)絡。波導分支線3 dB耦合器和波導H面縫隙耦合功率分配/合成器兩者級聯(lián)就構成了一分四的功率分配/合成網(wǎng)絡，該結構的模型如圖3所示。

該4路功率合成網(wǎng)絡尚不能直接應用于功率合成放大器，該4路功率合成網(wǎng)絡、波導T型分支和石英基板的微帶—波導過渡結構三者一起就能構成一個可以直接應用于功率合成放大器的8路功率合成網(wǎng)絡，該網(wǎng)絡如圖4所示。

圖3 功率分配/合成器

圖4 8路功率合成網(wǎng)絡的三維結構和仿真結果

電磁場通過十字交叉的4個波導端口輸出，根據(jù)對稱性，4個端口輸出的幅度一致。由于波導寬邊的不連續(xù)性要引入一個串聯(lián)的電抗，通常的匹配方法需要加入一個相反的電抗元件抵消這個波導不連續(xù)帶來的電抗。常見的方式有端口階梯變換和電容膜片等。但當工作帶寬較大時，網(wǎng)絡本身的串聯(lián)電抗與加入的匹配元件會發(fā)生失配，不再在輸入端口呈現(xiàn)出匹配狀態(tài)。另外由于階梯變換等本來就給加工帶來了復雜性，因此，采用一個圓臺做寬帶匹配，這種匹配加工方便，匹配帶寬較寬。由于這種漸變結構具有比較復雜的邊界條件，因而很難得到設計該匹配結構的解析公式，通過電磁場仿真軟件HFSS的仿真設計可以較容易的實現(xiàn)。波導一分四的功率分配/合成器如圖5所示。

該4路功率分配/合成器結合設計的8路功率合成放大器可以進一步實現(xiàn)32路功率合成輸出，該32路功率合成放大器的結構圖形如圖6所示。

圖5 一分四合成器

圖6 合成放大器

Ka頻段最大輸出功率的固態(tài)單片可以輸出7 W(38.5 dBm)，32路功率合成器的插損仿真值為0.4 dB，因為實際機加工的精度問題和裝配誤差，該32路功率合成器的損耗約為1 dB，因此經過32路7 W功率單片的功率合成最終獲得輸出功率為177.8 W(52.5 dBm)。該32路功率合成放大器的尺寸為356 mm×356 mm×285 mm。

同樣的結構，用16路功率合成放大器替換上面的8路功率合成放大器便可得到64路的功率合成放大器。該放大器的輸出功率約為355 W(55.5 dBm)，該 64路功率合成放大器的尺寸為424 mm×424 mm×376 mm。

4 結束語

衛(wèi)星通信固定站對固態(tài)功放輸出功率的要求越來越高，研制的300 W毫米波固態(tài)功率放大器已經足夠滿足多數(shù)情況下的應用。隨著輸出功率的增大，功率放大器整機的功耗也越來越大，散熱問題逐漸成為一個不可逾越的屏障。該結構的固態(tài)功率放大器存在一個缺點就是不能直接應用于室外環(huán)境，在整機尺寸較小的情況，為了能夠研制出滿足室外環(huán)境應用的輸出功率更大的固態(tài)功率放大器就必須采用諸如液冷［6］等其他更先進的散熱方式。

［1］王婧倩，孫厚軍.Ka波段微帶探針型波導微帶轉換結構［C］.北京:海峽兩岸三地無線科技學術會論文集，2005:18－25.

［2］柳維君.微波技術基礎［M］.成都:電子科技大學出版社，1989:306－313.

［3］OHTA I，HINO A，KAWAI T.Broad-Band Simple H-Plane Directional Couplers［J］.Proceedings of APMC2001，2001(1):115－118.

［4］TANAKA T.Ridge-shaped Narrow WallDirectional Coupler Using TEl0，TE20，and TE30 modes［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1980，28(3):239－245.

［5］江肖力，王 斌.Ka頻段T型波導功率合成器的改進［J］.無線電工程，2009，39(3):41 －43.

［6］由金光，姚武生.S波段液冷固態(tài)功放組件的設計［J］.電子信息對抗技術，2011，26(3):79－82.