成 立，奚家健，李 寧，嚴 鳴，王振宇

(江蘇大學電氣信息工程學院，江蘇 鎮(zhèn)江 212013)

輕型電動車(包括電動自行車、輕便運貨車等)以其清潔無污染、轉(zhuǎn)換效率高和維修方便等優(yōu)點，倍受越來越多的中青年人青睞.然而，其缺點是車用鉛酸蓄電池容量有限，續(xù)駛里程較短.由于回饋制動能夠利用原本消耗于摩擦制動中的能量，將其有效回饋至蓄電池以延長續(xù)駛里程［1］，所以采取高效回饋控制策略，致力于增大蓄電池充受率，乃是設計車用控制器之關鍵技術.根據(jù)調(diào)研，文獻［1-2］用DC/DC升壓電路增加反電勢之法，以較多地向蓄電池饋送能量，此法雖易實現(xiàn)，但能量回收率仍偏低且硬件成本較高;文獻［3-4］用并聯(lián)或串聯(lián)超級電容器之法將制動能量暫存，盡管有利于高效回收，但是尚需增添傳感器和相應電路以檢測超級電容器是否充滿;文獻［5］提出電控式變速器換擋:通過換接串/并聯(lián)繞組回收能量，可是其可靠性卻受到影響.上述3種控制策略均未考慮回饋能量期間蓄電池充受率和高效儲能等問題.

文中首先簡介了馬斯理論和脈沖間歇充放電原理，然后給出半/全橋PWM切換策略與能量回饋電路分析，計算了所回饋能量，最后設計出電動車鉛酸蓄電池充放電測試裝置，并將提出的能量回饋法與Boost升壓電路回饋法進行試驗對比分析.

1 馬斯理論與脈沖間歇充放電原理

美國科學家馬斯嚴謹論述了電池容量、充放電既往史和最大充電電流之間的關系:對于任何蓄電池而言，充電接受電流i用公式表示為:i=I0e-αt，式中:t為充電時間;I0是 t=0 時刻的初始電流;充電電流接受比α=I0/Q，Q為待充入電荷量.以t為橫軸、i為縱軸繪制的曲線被稱作充電接受電流曲線.若充電電流在此曲線以下則只有微量的析氣，但在曲線以上析氣率就會增大，故此難以提高充受率［6］.

根據(jù)上述馬斯理論和脈沖間歇充放電原理便知:當充電電流接近固有微量析氣曲線時，對蓄電池瞬時放電或停充能夠提高充受率.對于鉛酸蓄電池，因瞬時放電或停充既驅(qū)使參與反應的鉛離子迅即經(jīng)PbSO4溶解，既生成Pb和PbO2且提高濃度，又將所生H+和離子從電極表面附近移開，效果是降低蓄電池極化現(xiàn)象，提高充受率，亦即在短時內(nèi)對蓄電池充入更多的電荷［7］.

輕型電動車傳統(tǒng)能量回饋法采用恒流充電，此傳統(tǒng)法充受率較低.依據(jù)上述脈沖間歇充放電原理，如果在能量回饋期間調(diào)節(jié)PWM波，作間歇快速充放電，使蓄電池的充電電流曲線接近其固有充電接受電流曲線，則可將回饋之能量較多的儲存蓄電池內(nèi)，延長電動車的續(xù)駛里程。

2 PWM切換策略與能量回饋

2.1 主電路拓撲結構

圖1是電動車主電路拓撲結構，圖中ud為蓄電池電壓.對于三相Y接定子繞組的BLDCM來說，每相繞組等效成電阻 R0、電感L0、反電動勢 e相串聯(lián)的電路.圖1中三相半橋逆變器用作驅(qū)動電路，V1-V6為絕緣柵雙極晶體管(IGBT)，D1-D6為續(xù)流二極管，阻容元件R，C和二極管D構成緩沖電路，以降低電壓、電流尖峰，限制di/dt或du/dt，并將IGBT功耗轉(zhuǎn)移至電阻R，從而降低開關損耗［8］.

圖1 輕型電動車主電路控制拓撲結構

2.2 半/全橋PWM切換控制策略

與目前主要的能量回饋法(加硬件電路)有所不同，文中在不改變電動車控制器主電路拓撲結構的前提下，通過軟件編程切換正常和回饋兩種PWM模式，分別實現(xiàn)相應的正常行駛和能量回饋之功能.當正常行駛時此控制器處于正常模式，設置上半橋3個 IGBT(V1，V3，V5)為 PWM 開關狀態(tài)，下半橋3個IGBT(V2，V4，V6)處于常開或常閉狀態(tài)，稱為半橋PWM策略.具體導通序列見圖2a，其中一個周期360°等分為I-VI共6段，每段為60°;而當控制器處于回饋模式時:設置V1-V6均有PWM開關動作，各個IGBT導通序列見圖2b，稱作全橋PWM模式.總之，車用控制器通過接收正常行駛或制動回饋信號，來切換控制電路的PWM波形.此法只需改變PWM控制方式，故無需增加硬件就可實現(xiàn)不同的工作模式.茲將兩種模式之調(diào)控策略分述如下.

圖2 半/全橋PWM切換策略下開關導通序列

2.2.1 正常模式半橋PWM控制

圖3 半/全橋模式等效電路

此處控制策略是:控制上半橋開關管的PWM波占空比和下半橋常開或常閉，見圖2a.取BLCDM a，b相分析，正常模式下第I段V1為PWM狀態(tài)，V4為常閉狀態(tài)，而V2，V3均為常開狀態(tài).當V1處PWM狀態(tài)的“on”時，可用圖3a表示，其中電流iL為流經(jīng)電感之電流，eab為反電勢(線電壓)，圖中粗線表示電流流向.此時iL上升，電感蓄能;當V1為PWM的“off”時，用圖3b表示，續(xù)流二極管D2導通并形成閉合回路，iL下降.因而在正常模式下調(diào)節(jié)半橋PWM波占空比，即可實現(xiàn)電動車正常調(diào)速.

2.2.2 回饋模式全橋PWM控制

回饋模式全橋PWM波控制策略是控制全橋開關管PWM波之占空比，I-VI段的開關管詳細導通序列見圖2b.當車用控制器接收制動回饋信號(剎車信號)時，控制器自動切換至回饋模式——全橋PWM控制，此時反電勢eab成為電源.同理取第I段分析，V2和V3均有相同的PWM波形，V1，V4處閉合狀態(tài).當 V2和V3為 PWM 狀態(tài)的“on”時，電路狀況如圖 3c所示，V2，V3與蓄電池形成回路，eab與電感L電壓 uL極性相反，uL=ud+eab，回路電流為io.蓄電池和反電勢eab向電感L中存儲電能.當V2和V3為PWM狀態(tài)的“off”時，電路狀況見圖3d:D1，D4導通，電感L和反電勢eab向蓄電池充電，將能量回饋至蓄電池，流經(jīng)其中的電流換向.設充電電流為ii，則L上的電壓uL=eab-ud.所以用此PWM序列調(diào)控策略能巧妙地回收較多的能量.

根據(jù)上述分析可知，采用半/全橋PWM脈沖序列控制策略，可在能量回饋階段對電池充電期間進行放電或停充.因而每一開關周期蓄電池放電或停充，使充受率得以提高，蓄電池充電接受電流i曲線上移.根據(jù)第1節(jié)中馬斯理論和脈沖間歇充放電原理，在相同的時間內(nèi)充電接受電流曲線與橫軸形成的面積增大，蓄電池回收電量增多，因此由半橋切換成的全橋PWM控制方式，不僅能實現(xiàn)能量回饋，而且可以將所回收能量較多地存儲于蓄電池之中.

3 回饋能量計算

設電感電壓為

經(jīng)過整理后得

當V2，V3導通時，蓄電池釋放能量 W1=0.5udΔiL(on)Δton;而 V2，V3關斷時，蓄電池存儲能量W2=0.5udΔiL(off)Δtoff.所以，W2與 W1之比為

因eab＜ud，W2/W1＞1，故在每一開關周期內(nèi)均間隙對蓄電池充電，使其都有能量儲存.所以任一開關周期內(nèi)回饋能量Wr為W2與W1之差，即:

4 試驗結果與分析

4.1 回饋模式時的電流波形

采用電動車車內(nèi)無刷直流電機，參數(shù)為:額定電壓36 V，額定功率350 W，相電阻R為0.35 Ω，相電感L為4.64 mH，轉(zhuǎn)動慣量J為0.002 kg·m2，反電勢常數(shù)k為0.09528，額定轉(zhuǎn)速400 r·min-1.選用3個VRLA鉛酸蓄電池DH1240相串聯(lián)，其額定電壓為12 V.根據(jù)圖4的控制框圖設計出控制器裝置，輸入為速度信號(轉(zhuǎn)矩信號)和制動信號，采用速度閉環(huán)、限流閉環(huán)來控制車速，根據(jù)制動信號設置無刷直流電機工作于正常行駛模式或能量回饋模式.控制器芯片選擇ST公司的單片機STM8S105S4，軟件編程平臺為IAR For STM8 V1.20.通過編程設置定時器之值，并將PWM開關頻率設定為20 kHz，將制動信號定為標識符，主循環(huán)程序判斷標識符選擇工作模式并調(diào)用相應的子程序以設置6個開關管的工作模式［9］.

在回饋工作模式子程序中，根據(jù)上一節(jié)式(5)編程數(shù)碼顯示每次回饋的能量Wr，測出能量回饋模式時流經(jīng)鉛酸蓄電池的電流i波形，見圖5.

圖4 系統(tǒng)控制框圖

圖5 回饋模式時電流i波形

由圖5可見放電電流尖峰脈沖幅值達到8.80 A，正向充電電流尖峰脈沖幅值為4.45 A，兩者之比為1.98，達到了文獻［6］所述兩者之比的范圍為1.5～3.0.此瞬間蓄電池放電電流較大，因而消除了極化現(xiàn)象，提高了蓄電池的充受率.

4.2 能量回饋對比試驗

選取一條長約2 km的道路，第1段為距離l1=400 m的平地路面，第2段為距離l2=800 m、θ約為7°的斜坡路面，第3段為距離l3=800 m的平地路面，路面狀況良好.分別做3組試驗:第1組安裝不具有能量回饋的控制器電動車，第2組安裝帶有Boost升壓電路回饋的控制器電動車，第3組安裝文中提出調(diào)控方案的控制器電動車.在相同的試驗條件:蓄電池初始容量約為12 A·h、初始電壓約36 V下，3組電動車經(jīng)過連續(xù)相同時間的加速、勻速、減速和停止4個階段的測試，獲得如表1所示的實測數(shù)據(jù).

采用HIOKI3551電池內(nèi)阻測試儀測出每一圈蓄電池的內(nèi)阻，然后取算術平均值得平均內(nèi)阻ˉR;先根據(jù)文獻［10］中的標準蓄電池充受率測量法，在每一圈測量后兩組蓄電池充受率，其次取算術平均值獲得蓄電池回饋時平均充受率;再根據(jù)控制器于每一圈中計算獲得的Wr，與每一圈中蓄電池充受率相乘，最后取算術平均值得到平均每圈節(jié)能ˉW，平均每圈節(jié)能ˉW和行駛里程延長率β均為后兩組相對于第1組的值.測量數(shù)據(jù)和計算結果表明所提出控制策略的電動車比帶有Boost電路的電動車蓄電池之平均內(nèi)阻減小了216 mΩ，在回饋期間平均充受率提高了約6.2%，平均每圈節(jié)能約有0.02 A·h，行駛里程延長約為6.6%.

表1 能量回饋對比試驗實測數(shù)據(jù)

5 結論

1)文中提出了半/全橋切換PWM控制策略:藉助BLDCM整流電路，設置正常工作或回饋能量兩種模式，使車用控制器在半橋與全橋PWM波之間切換，并于回饋模式期間，利用全橋PWM波形對蓄電池作瞬時快充并間歇放電，從而達到快速儲能、用于續(xù)駛的目的，因而取得較佳的節(jié)能效果.

2)此控制策略技術優(yōu)勢在于，采用軟件編程法，而非純增設Boost升壓電路或超級電容器等硬件器件，但回饋能量期間提高了充受率.文中用試驗數(shù)據(jù)說明了提出的控制策略之軟件節(jié)能效果.

3)如果全國數(shù)以億計輛輕型電動車都采用這一節(jié)能減排新技術，每輛車按行駛里程延長率18.97%來計算，則全部節(jié)能效果將是十分可觀的.基于此，課題組下一步工作將是完善軟硬件設計以形成產(chǎn)品.可以預期，論文的產(chǎn)業(yè)化成果將符合“節(jié)能減排”的國策，因而是有實用價值的.

References)

［1］張 毅，楊 林，李立明，等.電動汽車無刷直流電動機的回饋制動控制［J］.上海交通大學學報，2005，39(9):1457-1460.Zhang Yi，Yang Lin，Li Liming，et al.The regenerative braking control of DC brushless motor for electric vehicle［J］.Journal of Shanghai Jiao Tong University，2005，39(9):1457-1460.(in Chinese)

［2］Marchesoni M，Vacca C.New DC-DC converter for energy storage system interfacing in fuel cell hybrid electric vehicles［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22(1):301-308.

［3］Bertoluzzo M，Buja G.Development of electric propulsion systems for light electric vehicles［J］.IEEE Transactions on Industrial Informatics，2011，7(3):428-435.

［4］Lu S，Corzine K A，F(xiàn)erdowsi M.A new battery/ultracapacitor energy storage system design and its motor drive integration for hybrid electric vehicles［J］.IEEE Transactions on Vehicular Technology，2007，56(4):1516-1523.

［5］Yang Y P，Liu J J，Wang T J，et al.An electric gearshift with ultracapacitors for the power train of an electric vehicle with a directly driven wheel motor［J］.IEEE Transactions on Vehicular Technology，2007，56(5):2421-2431.

［6］朱松然.鉛蓄電池技術［M］.2版.北京:機械工業(yè)出版社，2002.

［7］Bhatt M，Hurley W G，W?lfe W H.A new approach to intermittent charging of valve-regulated lead-acid batteries in standby applications［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics，2005，52(5):1337-1342.

［8］劉樹林，曹曉生，馬一博.RCD鉗位反激變換器的回饋能耗分析及設計考慮［J］.中國電機工程學報，2010，30(33):9-15.Liu Shulin，Cao Xiaosheng，Ma Yibo.Design and analysis on feedback energy loss of RCD clamping flyback converters［J］.Proceedings of the CSEE，2010，30(33):9-15.(in Chinese)

［9］陳玉海，劉北英，胡正寰，等.基于瞬態(tài)激勵的感應電機轉(zhuǎn)子位置檢測［J］.江蘇大學學報:自然科學版，2010，31(2):201-205.Chen Yuhai，Liu Beiying，Hu Zhenghuan，et al.Rotor position self-sensing in induction motor based on transient excitation［J］.Journal of Jiangsu University:Natural Science Edition，2010，31(2):201-205.(in Chinese)

［10］TheleM，Schiffer J，Karden E，et al.Modeling of the charge acceptance of lead-acid batteries［J］.Journal of Power Sources，2007，168(1):31-39.