曹培培， 吳 曄

（上海無線電設備研究所，上海200090）

0 引言

PWM 功率驅動具有調速范圍寬、快速性好和效率高的優(yōu)點，在數(shù)字化伺服控制系統(tǒng)中得到了廣泛應用。但是其開關噪聲的頻帶寬、幅度大、輻射強，會對控制回路造成嚴重的干擾，破壞系統(tǒng)穩(wěn)定性［1］。所以，消除開關噪聲尤為重要。

PWM 功率驅動系統(tǒng)中的開關噪聲問題得到了國內(nèi)外學者的重視，美國Glenn研究院的學者提出了一種多級濾波器的設計方案［2］，APEX 公司也基于SA03 型功率放大器設計出了一種Power Design軟件［3］，以上兩種方案都是采用分割電感法的多級LCR 濾波器，雖然可以獲得一定的抑制效果，但是其結構復雜，功耗偏大，同時也增加了設計難度。

本文以某高精度直接驅動式伺服跟蹤平臺為研究對象，針對PWM 功率驅動引起的噪聲干擾問題，提出了一種新型的對稱功率濾波器。根據(jù)濾波器的拓撲結構，建立其數(shù)學模型，并對其傳遞特性進行仿真分析。最后，通過實驗驗證了濾波器對噪聲的抑制效果。

1 PWM 功率驅動系統(tǒng)中的噪聲分析

直接驅動式伺服系統(tǒng)硬件結構如圖1所示，包括了DSP電路、CAN 通信電路、PWM 功率驅動電路和A／D 采樣電路。

測試結果表明，未加入濾波網(wǎng)絡時，控制回路的地線存在與開關頻率（30kHz）相近的高頻噪聲，影響了A／D 采樣結果的精度。此外，電路中的基準電源同樣受到輻射干擾，輸出波形不穩(wěn)定?；谝陨蠁栴}，控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性和精度都無法得到保證。

經(jīng)過分析，產(chǎn)生干擾的主要原因為：空間輻射和傳導耦合。電機功率驅動電路在每次進行PWM 斬波調制時，會產(chǎn)生很大的開關噪聲和電磁干擾，它不僅影響PWM 驅動電路，而且還會通過電源和地進入控制回路中，干擾路徑如圖1所示。

圖1 控制系統(tǒng)硬件電路

抑制干擾的方法有很多種，例如電流平波、屏蔽、濾波和信號隔離等［1］。其中，電流平波需要在電機兩端串接較大感值的電感，這種措施雖然可以抑制高次諧波，但會增加低頻有用信號的衰減。此外，由于空間的限制，難以實現(xiàn)完全屏蔽和隔離?；谝陨显颍x取濾波作為主要解決方案。

2 對稱式功率濾波器設計

對稱式功率濾波器不僅要保證足夠的高頻衰減，而且要有足夠高的電流響應能力，以滿足高精度動態(tài)伺服跟蹤要求［4］?，F(xiàn)有的一階LCR 濾波器不能兼顧帶寬和高頻衰減要求，所以必須提高濾波階次。

2.1 對稱式濾波器的拓撲結構

PWM 功率驅動系統(tǒng)中，功率放大器輸出到電機兩端的是一對互補對稱的方波，所以濾波網(wǎng)絡的拓撲結構也必須對稱。綜合上述一階LCR濾波器和多級分割電感式濾波器的優(yōu)點，提出了一種新型的濾波器拓撲結構，如圖2所示。

圖2 對稱式PWM 濾波網(wǎng)絡拓撲結構

2.2 對稱式功率濾波器頻率特性分析

利用阻抗分析原理，將濾波網(wǎng)絡分割成兩個相同結構的電路，如圖3所示。

圖3 濾波網(wǎng)絡分割圖

令

得

由 圖3 可 見，R ＝ （1／C1s + L3s +R1）／／（1／C4s）／／（Lms+Rm）。當U+＝0時，R 兩端的電壓為UO1、UO2，當U+＝0時，R 兩端的電壓則為UO3、UO4。

由于該濾波網(wǎng)絡為對稱結構，所以

再由式（1）、（2）和（3）得到濾波網(wǎng)絡的傳遞函數(shù)為

研究對象中伺服電機的內(nèi)阻Rm＝5Ω，電感Lm＝5mH，供電電壓VM＝24V，PWM 載波頻率f＝30kHz。設計要求紋波峰值應小于100mV，即頻率在30kHz處的衰減應大于-48.9dB。根據(jù)濾波網(wǎng)絡的傳遞特性，設計得到一組濾波參數(shù)為L1＝L2＝200μH，C1＝15μF，C2＝C3＝1μF，C4＝6.8μF，R1＝10Ω。將數(shù)值代入式（4），得到濾波器傳遞函數(shù)為

濾波器傳遞特性如圖4所示，圖中A 點坐標為（1.69kHz，-3dB），B 點坐標為（30kHz，-50.3dB），即濾波器的帶寬為1.69kHz，在30 kHz處的衰減為-50.3dB，保證了足夠的帶寬和高頻衰減量。圖4中的傳遞特性曲線上存在諧振峰，它并不影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性，反而可以保證足夠的閉環(huán)帶寬。

圖4 PWM 對稱功率濾波器波特圖

從濾波網(wǎng)絡的拓撲結構和傳遞特性可以看出，L1、L2和C1值越大，帶寬越小，高頻衰減越大。C4與R1則主要用于調節(jié)系統(tǒng)的諧振和阻尼，其值越大，諧振越小。C2和C3的主要作用消除共模噪聲，選取不當會引起較大共模分量。

2.3 濾波器對控制回路的影響

穩(wěn)定跟蹤平臺控制回路采用雙環(huán)路結構，如圖5所示，內(nèi)環(huán)由測速機構成速度反饋回路，完成對電機速度的控制，外環(huán)由電位計構成位置反饋完成對機構位置的控制［5］。

圖5 控制回路模型框圖

圖5中，R 為控制角；E 為角誤差；Ωr為參考角速度；U 為驅動電壓；Ω 為電機角速度；Γ為天線指向角；Gm（s）為電機傳遞函數(shù)；Gl（s）為機構傳遞函數(shù)；K 為測速機反饋系數(shù)；Cv（s）為速度環(huán)控制律；Cp（s）為位置環(huán)控制律。

圖6為濾波網(wǎng)路加入控制回路前后的波特圖對比，從系統(tǒng)開環(huán)波特圖中可以看出，未加入濾波網(wǎng)絡之前系統(tǒng)的帶寬為47.5 Hz，相角裕度為59.7°，加入濾波網(wǎng)絡之后系統(tǒng)的帶寬保持不變，諧振峰以及較大的相位滯后都出現(xiàn)在帶寬以外，這說明濾波網(wǎng)絡并不會改變系統(tǒng)傳遞特性。

圖6 濾波前后控制回路的頻域仿真

3 仿真和實驗結果分析

3.1 Multisim 環(huán)境下時域仿真和實驗結果對比

按照上述濾波器選定的器件參數(shù)，在Multisim 環(huán)境下建模，并進行時域仿真。由圖7 可以看出，濾波器輸出的峰峰值為±85mV，實測濾波器輸出結果的峰峰值為±88.5mV。實測結果相比仿真結果存在±3.5 mV 的偏差。經(jīng)過分析，產(chǎn)生偏差的主要原因為：濾波器元器件參數(shù)不一致，PCB布線也不完全對稱。此外，在方波信號的上升沿和下降沿會產(chǎn)生30kHz毛刺，但是從實際濾波結果可以看出，該毛刺被抑制在±100mV以內(nèi)，不會造成很強的輻射干擾。

圖7 濾波器輸出的時域仿真結果和實測結果

3.2 濾波前后傳感器信號采樣對比

在控制回路未加入濾波網(wǎng)絡時，陀螺電壓和電位計電壓采樣結果毛刺很大。從圖8可以看出，將濾波網(wǎng)絡加入控制回路后，濾波器可以將陀螺電壓和電位計電壓的毛刺壓制在±100mV 范圍內(nèi)，噪聲輻射強度很弱，不會影響控制回路性能。

圖8 濾波前后模擬信號電壓采樣結果

4 結論

本文分析了PWM 驅動系統(tǒng)中存在的開關噪聲問題，比較了分割電感式和一階LCR 功率濾波器的優(yōu)缺點，提出了一種新型的對稱式濾波器，并對濾波網(wǎng)絡的傳遞特性進行了頻域和時域仿真分析。實驗結果表明，該濾波器將模擬信號的噪聲幅度抑制在±100 mV 以內(nèi)，將開關噪聲的輻射干擾抑制在允許范圍內(nèi)。若濾波器中的元器件能夠經(jīng)過嚴格篩選，功放輸出布線能夠嚴格對稱，濾波效果將會得到進一步改善。

［1］ 黨永華.某PWM 驅動系統(tǒng)中干擾問題的分析［J］.火控雷達技術，2005，34：82-84.

［2］ Barbara H.Kenny，Walter Santiago.Filtering and Control of High Speed Motor Current in a Flywheel Energy Storage System ［C］.International Energy Conversion Engineering Conference，2004.

［3］ Barbara H.Kenny，Walter Santiago.Filtering and Control of High Speed Motor Current in a Flywheel Energy Storage System ［C］.International Energy Conversion Engineering Conference，2004.

［4］ 李海霞，韓豐田.高精度慣導平臺低噪聲PWM 功率驅動裝置設計［J］.清華大學學報，2009，49（5）：668-672.

［5］ Apex Microtechnology Corp.Low Pass Filtering［Z］.2001.

［6］ 張艷，劉楊，陳峻山.導引頭伺服系統(tǒng)控制回路Anti-Windup設計［J］.制導與引信，2011.32（3）：5-8.