陳章勇1,2，許建平1,2，張斐1,2，王金平1,2

(1.西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院，四川成都 610031;

2.西南交通大學(xué)磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點實驗室，四川成都 610031)

不對稱半橋副邊諧振PWM變換器

陳章勇1,2，許建平1,2，張斐1,2，王金平1,2

(1.西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院，四川成都 610031;

2.西南交通大學(xué)磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點實驗室，四川成都 610031)

針對不對稱半橋(asymmetric half bridge,AHB)變換器占空比變化范圍寬而帶來輸出二極管電壓應(yīng)力高、且存在電壓增益曲線呈非線性特性的問題，研究了AHB副邊諧振(secondary side resonant,SSR)PWM開關(guān)變換器。AHB-SSR-PWM變換器原邊采用不對稱脈沖寬度調(diào)制，實現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開通(zero voltage switching,ZVS)，且原邊開關(guān)管的電壓應(yīng)力箝位在輸入電壓；AHB-SSR-PWM變換器副邊用帶濾波電感的諧振支路代替?zhèn)鹘y(tǒng)的半波整流支路，實現(xiàn)了輸出二極管的零電流關(guān)斷(zero current switching,ZCS)。此外，AHB-SSR PWM開關(guān)變換器的輸出端存在濾波電感，減小了輸出電壓的紋波。分析結(jié)果表明，輸出二極管的電壓應(yīng)力幾乎與占空比無關(guān)；電壓增益與隔離Buck類變換器類似，呈現(xiàn)線性增益特性。通過一臺200 V輸入，24V/2A輸出的實驗?zāi)Ｐ万炞C了理論分析的正確性。

AHB-SSR-PWM變換器;不對稱半橋;諧振變換器;零電壓開通;零電流關(guān)斷

0 引 言

控制型軟開關(guān)變換器[1-2]幾乎不需要增加開關(guān)變換器主電路的元器件數(shù)量而受到工業(yè)界的青睞。不對稱半橋(asymmetric half bridge,AHB)變換器[3-9]是典型的控制型軟開關(guān)變換器，通過恒頻控制可以實現(xiàn)AHB變換器開關(guān)管的零電壓開通，在中小功率場合尤其在LED街燈應(yīng)用場合[10-12]具有廣泛的應(yīng)用前景。然而，AHB變換器仍存在輸出二極管電壓應(yīng)力不對稱而造成寬范圍輸入二極管電壓應(yīng)力較高[4]、電壓增益呈非線性特性[5-6]、輸出二極管存在尖峰振蕩[9]等問題。

文獻[4]提出的AHB-Flyback變換器拓撲由于輸出端只存在一個二極管解決了電壓應(yīng)力不對稱的問題，但二極管的電壓應(yīng)力仍然較大。由文獻[5-6]分析可知，AHB變換器電壓增益呈現(xiàn)非線性特性，致使變換器的占空比只能在0～0.5的變化范圍內(nèi)工作。文獻[7]提出的雙變壓器AHB變換器方案緩和了占空比受限的問題，文獻[8]建立了該變換器的小信號模型。然而，文獻[7-8]并未從根本上解決占空比受限的難題，同時雙變壓器方案增加了成本和變換器拓撲復(fù)雜度，難以推廣應(yīng)用。文獻[9]提出的減少AHB變換器副邊整流二極管電壓尖峰振蕩的方案，減小了吸收回路的損耗和二極管的導(dǎo)通損耗，從而提高變換器的效率。

為了進一步改善AHB變換器的性能，減小AHB輸出二極管的反向恢復(fù)損耗問題成為目前的難題。文獻[13-14]在隔離變換器的變壓器副邊利用諧振技術(shù)實現(xiàn)了副邊二極管的零電流關(guān)斷(zero current switching,ZCS)，但是由于該電路中沒有輸出濾波電感，造成輸出電流紋波較大，需選取較大的輸出濾波電容。文獻[15]采用交錯并聯(lián)技術(shù)減小了輸出電流紋波，但增加了成本且需要額外的負載均流控制。文獻[16]提出LmC諧振變換器，其輸出端存在濾波電感，且保留了傳統(tǒng)LLC變換器的軟開關(guān)特性，但是LmC諧振變換器采用變頻控制，增加了濾波器的設(shè)計難度。文獻[17]提出帶輸出濾波電感的雙端整流(double-ended recti fi er,DER)變換器，減小了輸出電流紋波，但仍然存在二極管的反向恢復(fù)損耗。

針對AHB變換器的研究現(xiàn)狀，研究了一種不對稱半橋(asymmetric half bridge,AHB)副邊諧振(secondary side resonant,SSR)PWM變換器。雖然AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器拓撲結(jié)構(gòu)與文獻[17]相同，但是由于變壓器副邊漏感參與諧振，它們的工作特性完全不同。AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器實現(xiàn)了輸出二極管的ZCS，消除了二極管的反向恢復(fù)損耗。同時，輸出端濾波電感的存在，減小了輸出電壓紋波。此外，AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器原邊采用APWM調(diào)制策略，實現(xiàn)了開關(guān)管的零電壓開通(zero voltage switching,ZVS)和恒頻控制，簡化了濾波器的設(shè)計。本文詳細分析了AHB-SSRPWM開關(guān)變換器的工作模式及穩(wěn)態(tài)特性，給出了變換器實現(xiàn)軟開關(guān)的條件。最后，通過一臺200V輸入，24V/2A輸出的實驗?zāi)Ｐ蛠眚炞C理論分析的正確性。

1 工作模式分析

AHB-SSR-PWM開關(guān)變壓器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器Fig.1 AHB-SSR-PWM switching converter

為了簡化AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器分析，作如下假設(shè)：

1)開關(guān)管S1和S2工作于APWM模式，且有一定的死區(qū)時間，開關(guān)管S1的占空比為D，除反并聯(lián)二極管與輸出電容外，開關(guān)管S1和S2是理想開關(guān)；

2)變壓器模型由n:1的理想變壓器、勵磁電感Lm和原副邊漏感Lr1、Lr2組成；且Lm>>Lr1，Lo>>Lr2；

3)變壓器原邊電容Cb為隔直電容，可認為其電壓保持不變；輸出電容Co足夠大，可以認為輸出電壓Vo恒定不變；且Cb>>Cr/n2,Co>>Cr;

4)變換器工作于穩(wěn)態(tài)。

在一個開關(guān)周期內(nèi)，AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器存在如圖2所示的7種工作模態(tài)，其主要工作波形如圖3所示。

模態(tài)1[t0～t1]：t0時刻，原邊電流ip初值為負值，開關(guān)管S1的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，為原邊電流ip提供電流流通路徑。副邊諧振電感電流is等于輸出濾波電感電流iLo，輸出二極管Do關(guān)斷。由于原邊漏感遠小于勵磁電感，可以忽略漏感電壓，則勵磁電感電壓等于Vin?VCb，勵磁電感電流im線性上升，其表達式為

變壓器原邊電流等于勵磁電感電流與副邊電流通過理想變壓器折算到原邊的電流之和，即

變壓器副邊滿足電路方程

聯(lián)立式(3)和式(4)解得

模態(tài)2[[t1～t2]：t1時刻，變壓器原邊電流ip線性上升到零，開關(guān)管S1開通。模態(tài)1中開關(guān)管S1的反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通，保證了開關(guān)管S1的零電壓開通。開關(guān)管S1開通后，勵磁電感電流im繼續(xù)線性上升；變壓器副邊輸出二極管關(guān)斷，諧振電感電流is等于輸出濾波電感電流iLo，變換器向負載傳遞能量。模態(tài)2的電路方程與工作模態(tài)1的電路方程相同。

模態(tài)3[t2～t3]：t2時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，原邊電流ip對開關(guān)管的輸出電容CS1、CS2分別充電和放電，由于CS1、CS2很小，原邊電流ip較大，可認為充放電過程極短，變壓器原副邊電流保持不變。

模態(tài)4[t3～t4]：t3時刻，開關(guān)管S1的輸出電容CS1的電壓充電到Vin。開關(guān)管S2的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，為勵磁電感電流im提供流通路徑，保證了開關(guān)管S2的零電壓開通。隔直電容電壓VCb加到勵磁電感Lm上，變壓器原邊電壓vp等于–VCb，im線性下降。原邊折算到副邊的電壓vs=–VCb/n，使輸出二極管承受正向電壓而導(dǎo)通，輸出濾波電感承受負壓，電流iLo線性下降。輸出濾波電感電流為

變壓器副邊組成諧振回路，滿足電路方程

模態(tài)5[t4～t5]：t4時刻，變壓器原邊電流ip下降到零，開關(guān)管S2開通。模態(tài)4中開關(guān)管S2的反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通，保證了開關(guān)管S2的零電壓開通。開關(guān)管S2開通后，勵磁電感電流im繼續(xù)線性下降，輸出二極管Do繼續(xù)導(dǎo)通，輸出濾波電感電流iLo繼續(xù)線性下降，模態(tài)5的電路方程與模態(tài)4相同。

模態(tài)6[t5～t6]：t5時刻，諧振電感電流is等于輸出濾波電感電流iLo，輸出二極管Do實現(xiàn)ZCS，與工作模態(tài)1分析類似，可得

模態(tài)7[t6～t7]：t6時刻，開關(guān)管S2關(guān)斷，原邊電流ip對開關(guān)管的輸出電容CS1、CS2分別充電和放電。當開關(guān)管S2的輸出電容電壓充電到Vin時，開關(guān)管S1的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，開始下一個開關(guān)周期。

圖2 AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器工作模態(tài)及其等效電路Fig.2 Operation modes and equivalent circuit of AHB-SSR-PWM switching converter

圖3 AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器的關(guān)鍵波形Fig.3 Key waveforms of AHB-SSR-PWM switching converter

2 穩(wěn)態(tài)特性分析

由于模態(tài)3和模態(tài)7的工作時間極短，在進行穩(wěn)態(tài)特性分析時，可以忽略死區(qū)時間和占空比丟失對變換器工作特性的影響。由前面的工作模態(tài)分析可知，根據(jù)勵磁電感Lm的伏秒平衡可得

由式(16)可得隔直電容Cb的電壓為

由變壓器副邊回路可知，在一個開關(guān)周期內(nèi)，電感上的平均電壓為零，所以諧振電容平均電

壓VCr=–Vo，輸出二極管的電壓為在一個開關(guān)周期內(nèi)，輸出二極管Do的平均電壓VDo等于輸出電壓Vo，則對式(18)求平均，可得輸出電壓為

式中，?t57=t7–t5。實際工作中時間段?t57，為了簡化計算，可以認為在[t5,t7]時間段內(nèi)，諧振電容電壓為–Vo–?v且保持不變，則輸出電壓近似為

又由式(6)可知，諧振電容的紋波可表示為

由于AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器副邊漏感Lr2遠小于輸出濾波電感Lo，變量K1、K2極小，可以認為K1≈0，K2≈0。因為輸出濾波電感較大，其紋波電流可忽略不計，可以認為流過輸出二極管Do的電流為正弦半波，即有?t57=(1?D)Ts–Tr/2。因此，將式(21)代入式(20)可得變換器的電壓傳輸比為

式中：Ts為開關(guān)周期;品質(zhì)因數(shù)Q=Lo/RTs;諧振半波占空比Dr=Tr/2Ts。定義變量K為

則電壓增益表達式為

當諧振半波占空比Dr一定，負載品質(zhì)因數(shù)Q變化時，變量K隨占空比D的變化曲線如圖4(a)所示。由圖4(a)可知，隨著負載的逐漸減小，品質(zhì)因數(shù)Q減小，變量K的變化范圍限制在區(qū)間[–0.3，0.3]。由圖4(a)可知，當占空比超過0.835時，變量K急劇變化。當負載品質(zhì)因數(shù)Q一定，諧振半波占空比Dr變化時，變量K隨占空比D的變化曲線如圖4(b)所示。由圖4(b)可知，諧振半波占空比Dr較小時，變量K的峰值增大，甚至接近于1或是超過1(Dr=0.05)。當變量K峰值超過1時，AHBSSR-PWM開關(guān)變換器在D∈[0，1]范圍內(nèi)將會呈現(xiàn)正負增益特性。

圖4 參量K(D)隨占空比D的變化曲線Fig.4 Curves of parameter K(D)

由式(24)可知，諧振半波占空比Dr一定，負載品質(zhì)因數(shù)Q變化時，AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器的增益特性曲線如圖5(a)所示。由圖5(a)可知，在輕載條件下，AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器的增益特性曲線與隔離Buck變換器類似，呈現(xiàn)線性增益特性；滿載條件下，AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器增益呈現(xiàn)非線性增益特性。負載品質(zhì)因數(shù)Q固定，諧振半波占空比Dr變化時，AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器的增益特性曲線如圖5(b)所示。隨著諧振半波占空比Dr的逐漸增加，AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器的增益特性曲線趨于線性化。所以在設(shè)計AHBSSR-PWM開關(guān)變換器時，應(yīng)盡量使諧振半波占空比Dr越大越好。

圖5 增益特性曲線Fig.5 Curves of voltage transfer ratio

3 工作特性分析

3.1 副邊二極管軟開關(guān)實現(xiàn)條件

由圖2所示的AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器的工作模式及圖3所示的工作波形可以看出，輸出二極管實現(xiàn)軟開關(guān)的條件是：在開關(guān)管S2關(guān)斷之前諧振電感電流is等于輸出濾波電感電流iLo。由于輸出濾波電感較大，其紋波電流可忽略不計，可認為輸出二極管Do的電流為正弦半波，因此AHBSSR-PWM開關(guān)變換器輸出二極管實現(xiàn)軟開關(guān)的條件為

式中：諧振頻率fr=ωr/2n;Ts為開關(guān)周期。

由式(21)諧振電容的紋波表達式可知，諧振電容Cr滿足

圖6為不同諧振電容電壓紋波?v時，諧振電容隨占空比D變化的曲線。由圖6可知，當諧振電容電壓紋波為輸出電壓的20%時，整個占空比范圍內(nèi)，諧振電容值在5μF以下，可選取等效串聯(lián)電阻較小的非電解電容。

圖6諧振電容隨占空比的變化曲線Fig.6 Curves of resonant capacitor selection

當諧振電容Cr確定后，由式(25)可得實現(xiàn)AHBSSR-PWM開關(guān)變換器輸出二極管零電流關(guān)斷的諧振電感條件為

3.2 副邊二極管電壓應(yīng)力分析

在分析副邊二極管電壓時，認為K1≈0，K2≈0，由式(18)可知，輸出二極管的電壓應(yīng)力為

取諧振電容紋波?v=20%vo，可得二極管電壓應(yīng)力隨占空比的變化曲線如圖7所示。而傳統(tǒng)副邊Forward結(jié)構(gòu)的AHB變換器輸出二極管的電壓應(yīng)力分別為Vin/D和Vin/(1?D)，隨占空比變化明顯，因此，可以認為AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器的二極管電壓應(yīng)力幾乎不受占空比D的影響。

圖7 二極管電壓應(yīng)力隨占空比的變化曲線Fig.7 Curves of diode voltage stress selection

4 實驗驗證

由以上分析可知，諧振占空比Dr對變換器的增益特性有較大影響。由圖5(b)可知，Dr較小時增益曲線呈非線性關(guān)系；Dr較小時二極管電流峰值電流較大；由式(25)可知，為了滿足二極管ZCS，需滿足Dr<1?D，則Dr選取較大會限制占空比的變化范圍。因此，折中考慮選取諧振占空比Dr=0.2。由圖6可知，當諧振電容電壓紋波為輸出電壓的20%時，諧振電容Cr=3.3μF。為了實現(xiàn)二極管ZCS，當占空比Dmax=1?Dr=0.8時，代入式(27)可得Lr2<0.5μH，實驗中取Lr2=0.5μH。AHB-SSRPWM開關(guān)變換器的主要參數(shù)如表1所示，由實驗參數(shù)可得，滿載時的品質(zhì)因數(shù)Q=0.434。

為了驗證理論分析，搭建了AHB-SSR-PWM開關(guān)變換器的實驗?zāi)Ｐ停儞Q器的實驗波形分別如圖8和圖9所示。開關(guān)管S1、S2的電壓電流波形分別如圖8(a)和圖8(b)所示，由圖8(a)和圖8(b)可知，開關(guān)管電流iS1、iS2存在負值，致使在開關(guān)管S1、S2導(dǎo)通之前反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，實現(xiàn)了開關(guān)管S1和S2的ZVS。變換器副邊的主要波形如圖9所示，由圖可知輸出二極管Do實現(xiàn)了ZCS。變換器的效率曲線如圖10所示，由圖可知最高效率達到96.5%。

表1 變換器的關(guān)鍵參數(shù)Tab.1 Key parameter of converter

圖8 開關(guān)管的實驗波形Fig.8 Drain voltage and switch current for S1and S2

圖9 變換器副邊的實驗波形Fig.9 Experimental results of secondary of converter

圖10 效率曲線Fig.10 Curves of ef fi ciency

5 結(jié)論

研究了不對稱半橋副邊諧振PWM(AHB-SSRPWM)開關(guān)變換器,采用不對稱脈寬調(diào)制策略和變換器副邊諧振技術(shù),實現(xiàn)AHB-SSR-PWM變換器開關(guān)管的零電壓開通和輸出二極管的零電流關(guān)斷,并且減小輸出電壓紋波。同時,解決傳統(tǒng)AHB變換器因占空比變化范圍寬而帶來輸出二極管電壓應(yīng)力高、電壓增益曲線呈非線性特性等問題,使輸出二極管的電壓應(yīng)力幾乎不受占空比影響,且整個占空比范圍內(nèi)電壓應(yīng)力僅為輸入電壓折算到副邊電壓的1.1倍左右。此外,在滿足一定條件下,AHB-SSRPWM變換器電壓傳輸比幾乎呈現(xiàn)隔離Buck類變換器的增益特性。在中小功率場合尤其在LED街燈應(yīng)用場合,AHB-SSR-PWM變換器可作為可供選擇的候選變換器拓撲,具有一定的應(yīng)用前景。

[1]顧亦磊，陳世杰，呂征宇，等.控制型軟開關(guān)變換器的實現(xiàn)策略[J].中國電機工程學(xué)報，2005，25(6)：55-59.

GU Yilei,CHEN Shijie,L¨U Zhengyu,et al.Strategy for control type soft swiching converters[J].Proceedings of the CSEE,2005,25(6)：55-59.

[2]顧亦磊,呂征宇,錢照明.DC/DC拓撲的分類和選擇標準[J].浙江大學(xué)學(xué)報:工學(xué)版，2004，38(10)：1375-1379.

GUYilei,L¨UZhengyu,QIANZhaoming.DC/DCtopology classi fi cation and selection criterion[J].Journal of Zhejiang University:Engineering Science,2004,38(10)：1375-1379.

[3]PAUL Imbertson,NED Mohan.Asymmetrical duty cycle permits zero switching loss in PWM circuits with no conduction loss penalty[J].IEEE Transactions on Industrial Applications,1993,29(1):121-125.

[4]SICHIROLLO F,BUSO S,SPIAZZI G.Analysis and optimization of the AHB- fl yback topology for solid state lighting applications[C]//IECON 2011-37th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society,November 7-10,2011,Melbourne,Australia.2011:2895-2900.

[5]STmicroelectronics.AN2852 Application note: EVL65 91-90WADP:90 W AC-DC asymmetrical half-bridge adapter using L6591 and L6563,http://www.stmicroelectronics.com.cn.

[6]Fairchild semiconductor.AN-4153:Designing asymmetric PWM half-bridge converters with a current doubler and synchronous recti fi er using FSFA-series Fairchild power switches(FPSTM).http://www.fairchildsemi.com/an/AN/AN-4153.pdf

[7]LEU Y H,CHEN T M,CHEN C L.Analysis and design of the two-transformer asymmetrical half-bridge converter[C]//31st Annual Conference of IEEE Industrial Electronics Society,IECON 2005,November 6-10,2005,Raleigh,USA.2005:1116-1121.

[8]ARIASM,FERNANDEZM,LAMARD G,et al.Small–signal analysis of the asymmetrical half-bridge converter with two transformers[C]//Twenty-Eighth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC),March 17-21,2013,Long Beach,USA.2013:1730–1737.

[9]LIM Y R,KIM J H,KIM J K,et al.A new zero-voltage switching half-bridge converter with reduced recti fi er voltage ringing[C]//IEEE 8th International Conference on Power Electronics and ECCE Asia(ICPE&ECCE),May 30-June 3,2011,Jeju,Korea.2011：1848–1855.

[10]ARIAS M,FERNANDEZ M,LAMAR D G,et al.High-ef fi ciency asymmetrical half-bridge converter without electrolytic capacitor for low-output-voltage AC–DC LED drivers[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2013,28(5)：2539-2550.

[11]ARIAS M,LAMAR D G,LINERA F F,et al.Design of a soft-switching asymmetrical half-bridge converter as second stage of an LED driver for street lighting application[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2012,27(3)：1608-1621.

[12]ARIAS M,FERNANDEZ M,LAMAR D G,et al.Selfdriven synchronous-recti fi cation technique for the asymmetrical half-bridge converter in led lighting applications[C]//Twenty-Eighth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC),March 17-21,2013,Long Beach,USA.2013:862–869.

[13]PARK K B,KIM C E,MOON G W,et al.PWM resonant single-switch isolated converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2009,24(8)：1876-1886.

[14]LEE J J,KWON J M,KIM E H,et al.Dual series-resonant active-clamp converter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2008,55(2)：699-710.

[15]YI K H,MOON G W.Novel two-phase interleaved LLC series-resonant converter using a phase of the resonant capacitor[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2009,56(5):1815–1819.

[16]HYEON B C,CHO B H.Analysis and design of the LmC resonant converter for low output current ripple[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2012,59(7):2772-2780.

[17]PARK K B,KIM C E,MOON G W,et al.A doubleended ZVS half-bridge zeta converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2008,23(6):2838-2846.

(編輯：于雙)

Asymmetric half-bridge secondary-side resonant PWM switching converter

CHEN Zhang-yong1,2,XU Jian-ping1,2，ZHANG Fei1,2,WANG Jin-ping1,2
(1.School of Electrical Engineering,Southwest Jiaotong University,Chengdu 610031,China;2.Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle,Ministry of Education,Southwest Jiaotong University,Chengdu 610031,China)

The wider duty ratio variation range of the asymmetric half-bridge(AHB)converter under wider input voltage variation range brings high voltage stress of the output diode and produces nonlinear voltage gain.Asymmetric half-bridge secondary-side-resonant PWM(AHB-SSR-PWM)switching converter was analyzed in the paper.The primary side of the AHB-SSR-PWM converter utilizes asymmetric pulse width modulation(APWM)to achieve zero-voltage switching(ZVS)of the switches and clamps the voltage of the switch to the input voltage.Zero current switching(ZCS)of the output diode was achieved by the half-wave recti fi er circuit with a fi lter inductor and resonant branch in the secondary side of the AHB-SSR-PWM converter.The output fi lter inductor in the AHB-SSR-PWM converter reduced the output voltage ripple.The analysis results show that the output diode voltage stress is independent of the duty cycle,and the voltage gain is almost linear,similar to that of the isolation Buck-type converter.Finally,a 200V input,24V/2A output experimental prototype is built to verify the theoretical analysis.

AHB-SSR-PWMconverter;asymmetrichalf-bridge;resonantconverter;zerovoltageswitching;zero current switching

TM 46

A

1007–449X(2013)10–0039–07

2013–03–20

國家自然科學(xué)基金(51177140);中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費專項資金(2682013ZT20)

陳章勇(1988—),男,博士研究生,研究方向為高頻隔離軟開關(guān)變換器、功率因數(shù)校正技術(shù);

許建平(1963—),男,博士,教授,博士生導(dǎo)師,研究方向為電力電子與電力傳動;

張 斐(1984—),男,博士,研究方向為功率因數(shù)校正變換器拓撲及其控制算法;

王金平(1984—),男,博士,研究方向為開關(guān)變換器拓撲及控制方法。

陳章勇