任 娟，杜 堅，王秀娟，張爭鋒

(①西南石油大學電氣信息學院，四川 成都610500；②北京文安科技發(fā)展有限公司，北京100083)

0 引言

隨著現(xiàn)代工業(yè)的發(fā)展，全球能源危機和大氣污染問題日益突出，太陽能作為理想的可再生能源受到了許多國家的重視。基于太陽能電池種類的不斷增多，光伏發(fā)電的投資在很大程度上得到了改善，發(fā)電效率得到了大幅度的提高，應用范圍和市場規(guī)模也逐步擴大，通過對比生物質能、水能和風能等幾種常見新能源，太陽能發(fā)電具有經濟,無污染，轉換環(huán)節(jié)少，可持續(xù)等優(yōu)點。

針對離網型光伏發(fā)電系統(tǒng)，設計一種二象限DC-DC變換電路，并與最大功率跟蹤電路并聯(lián)，完成對蓄電池的充放電和升降壓電路功能，以降低功率變換器的損耗，提高光伏組件的利用率。

1 光伏發(fā)電系統(tǒng)總體設計

離網型光伏發(fā)電系統(tǒng)中的半橋式二象限 DC-DC變換器系統(tǒng)整體框架如圖1所示，主要實現(xiàn)的功能是：①完成光伏組件與直流蓄電池之間的想到連接，實現(xiàn)二者之間的升、降壓功能；②能夠對直流蓄電池進行充、放電操作；③能夠與最大功率點跟蹤(MPPT)電路并聯(lián)，以降低功率變換器的損耗，提高光伏組件的利用率。

圖1 整體框架

此次設計的半橋式二象限 DC-DC變換器的控制流程如圖2所示。由圖1可知，要實現(xiàn)光伏組件、直流負載及直流蓄電池三者之間的聯(lián)系，必須先分別對光伏組件的輸出電壓、輸出電流，直流負載的負載電壓、負載電流，蓄電池的端電壓、蓄電池輸出電流信號進行采樣和調理，然后比較光伏組件的輸出功率與負載功率的大?。喝艄夥M件輸出功率恰好等于負載消耗的功率（=），則系統(tǒng)處于理想工作狀態(tài)，控制電路控制雙向DC-DC變換器關斷；若光伏組件輸出功率大于負載消耗（＞），則多于的能量將儲存在蓄電池中，控制電路控制雙向DC-DC變換器運行于Buck模式；若光伏組件輸出功率小于負載消耗所需功率（＜），并且滿足此時蓄電池的端電壓大于該蓄電池的最小電壓（＞），要求蓄電池放電補充系統(tǒng)能量，控制電路將控制雙向DC-DC變換器運行于Boost模式[1]。

圖2 控制流程

2 各級電路設計

2.1 二象限DC-DC變換器主電路

變換器兩側電源分別是光伏組件（PV Array）及直流蓄電池，由于光伏發(fā)電系統(tǒng)中直流變換器應具有保護系統(tǒng)中光伏組件的功能，因此在光伏組件輸入端接一個防反充二極管，作用是防止蓄電池放電時電能反向流動，對光伏組件進行反充電操作，造成光伏組件的損壞[3]。離網型光伏發(fā)電系統(tǒng)二象限DC-DC變換器主電路圖如圖3所示。

圖3 二象限DC-DC變換器主電路

二象限DC-DC變換器與最大功率點跟蹤（MPPT）電路并聯(lián)，開關管的PWM驅動信號由MPPT電路輸出，當光伏組件輸出的電能多于負載所需的能量時，剩余能量將對直流蓄電池充電，此時變換器應處于Buck工作模式，運行于第一象限；當光伏組件輸出的電能少于負載所需的能量時，要求直流蓄電池放電，以補充系統(tǒng)中所缺少的那部分能量，此時變換器應處于Boost工作模式，運行于第二象限。

2.2 功率MOSFET驅動電路

以TLP250芯片為中心的MOSFET驅動電路如圖4所示。

圖4 MOSFET驅動電路

TLP250的管腳6輸出信號要送到MOSFET的柵極，需要經過一個柵極驅動電阻R1，該電阻的作用是抑制柵極引線寄生電感產生的振蕩，同時該電阻也是MOSFET輸入電容的充、放電回路。其值大小應適中，如果選擇過大，則必然造成開關速度的降低；如果選擇過小，則起不到抑制寄生振蕩的作用。根據(jù)經驗，一般選擇120R= Ω此外，圖中電阻R2、電容C2和5 V的穩(wěn)壓管D1共同構成了柵源負偏壓電路，負值-5 V。為提高MOSFET的耐壓和抗干擾能力，在柵源極間并聯(lián)了一只10kΩ的電阻R3。同時為了防止柵源過電壓造成柵源氧化層擊穿，以至MOSFET永久損壞，在柵源極間并聯(lián)了一個20 V的齊納二極管。

2.3 信號采樣及調理電路

在控制電路中，對光伏組件輸出電壓、輸出電流和蓄電池端電壓、充電電流的信號采集、調整，直接影響到PWM控制波形的產生，因此，專門的采樣調理電路在控制電路是非常重要的。在此采用霍爾傳感器來完成電壓、電流的采樣，霍爾傳感器輸出端緊連一個電壓跟隨器，其電路形式如圖5所示。

圖5 采樣及調整電路

3 仿真及調試

調試時使用 DJK20掛件來輸出控制 MOSFET的PWM信號，調整PWM占空比為0.3。C1和 C2為470 μF，圖6中模塊設置情況為：電源側 V1= 4 0V 為直流電壓源，V2= 1 2V 為直流蓄電池，功率MOSFET管的開關頻率50 kHz，占空比為0.3，的開關頻率50 kHz，占空比為0.7，儲能電感 Lf= 0 .16mH 。

圖6 仿真結果

降壓仿真時，設置電壓源 V1= 4 0V 處于工作狀態(tài)，而蓄電池 V2關斷，加入PWM波控制兩個MOSFET，此時的輸入電壓與輸出電壓的仿真波形如圖6（a），由圖中的波形可見開始時，輸出電壓 V2有一定的振蕩，但振蕩持續(xù)的時間不長，隨后 V2波形穩(wěn)定，大小為12 V。這就驗證了主電路能夠實現(xiàn)降壓功能。

同理，升壓仿真時，設置電壓源 V1關斷，而蓄電池V2= 1 2V 處于放電狀態(tài)，加入 PWM波控制兩個MOSFET，此時的輸入電壓與輸出電壓的仿真波形如圖6（b），由圖中的波形可見開始時，輸出電壓 V1有一定的振蕩，但振蕩持續(xù)的時間不長，隨后1V波形穩(wěn)定，大小為40 V。這就驗證了主電路能夠實現(xiàn)升壓功能[5]。

通過上述的仿真分析，不難看出設計的這種二象限DC-DC變換器的確實能夠實現(xiàn)電路的升、降壓功能。由于開始時計算的電路濾波電容過小導致實物安裝時的調試結果沒有達到理想的效果。

利用實驗定DJK20輸出的PWM波形對MOSFET驅動電路的驗證波形如圖7所示。

圖7 驅動電路的PWM

整個電壓跟隨器是以LM358集成運放為核心，在信號處理電路中它的作用主要在于保持采樣信號原樣輸出，利用輸入電壓跟隨器輸入阻抗遠大于輸出阻抗的特點來隔離采樣電路與主控芯片，電路緩沖。在其輸出端同樣加設了一個3.3 V的穩(wěn)壓二極管，以此來保證輸入 TMS320LF2407DSP的電壓不會超過其允許值。圖8顯示了此電壓跟隨器的波形調試結果。

圖8 電壓跟隨器調試波形

4 結語

設計出了一種二象限DC-DC變換器，該變換器能夠實現(xiàn)光伏中對能量的雙向流動，完成對蓄電池的充、放電和升、降壓電路功能。以TMS320LF2407DSP為主控芯片，根據(jù)控制電路各個部分的不同的作用，分模塊完成了整個控制電路的詳細設計。

[1] 陶寧波.基于雙向DC/DC變換器的光伏電源系統(tǒng)[J].杭州電子科技大學學報,2010,30(06):78-81.

[2] 陳俊.基于雙向DC/DC變換的戶用型光伏發(fā)電系統(tǒng)研究[D].江蘇:江南大學,2009.

[3] 陳承貴,羅克露.太陽能直放站鎖相環(huán)系統(tǒng)設計與應用[J].通信技術,2009,42(07):15-17,27.

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[5] 陳啟興,任國強,吳欽章.基于脈寬調制技術的位同步[J].通信技術,2008,41(09):1-2,5.

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