司瑩瑩

(濱州醫(yī)學(xué)院信息系統(tǒng)教研室，山東 煙臺(tái) 264003)

隨著通信技術(shù)迅猛發(fā)展，遙控技術(shù)作為通訊領(lǐng)域的一個(gè)分支，正向數(shù)字化、集成化、小型化、系列化方向發(fā)展。集成電路規(guī)模的擴(kuò)大和生產(chǎn)工藝進(jìn)一步提高，使遙控單元的數(shù)字化、軟件化成為可能，并替代現(xiàn)有的遙控單元，完成多模式解調(diào)功能。

與模擬解調(diào)器相比，數(shù)字化解調(diào)器有以下特點(diǎn):(1)數(shù)字化解調(diào)器可編程能力強(qiáng)，對(duì)于相同的硬件平臺(tái)，通過(guò)軟件編程或參數(shù)的設(shè)置可以對(duì)載波頻率、碼速率、碼型等參數(shù)進(jìn)行操作和控制;(2)抗干擾能力強(qiáng)，具有數(shù)字信號(hào)處理能力，易于仿真分析，便于多路復(fù)用、生產(chǎn)制造和調(diào)試［1］。

1 解調(diào)器原理

解調(diào)器由四個(gè)部分組成:數(shù)字下變頻模塊、載波同步模塊、位同步模塊和數(shù)據(jù)恢復(fù)模塊［2］。其結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 解調(diào)器原理圖

輸入PSK 信號(hào)經(jīng)過(guò)放大濾波等信號(hào)調(diào)理后，用模數(shù)轉(zhuǎn)換器直接進(jìn)行正交采樣，產(chǎn)生兩路正交信號(hào);將正交信號(hào)送入數(shù)字下變頻模塊(數(shù)字下變頻模塊由數(shù)字混頻器、數(shù)控振蕩器和帶通濾波器組成)，信號(hào)與數(shù)控振蕩器產(chǎn)生的數(shù)字正交信號(hào)相乘，得到的兩路信號(hào)通過(guò)帶通濾波器，此帶通濾波器的帶寬恰好使信號(hào)的有用頻譜通過(guò)并阻止帶外的噪聲通過(guò)，經(jīng)過(guò)帶通濾波和抽取后輸出為采樣速率較低的基帶數(shù)字信號(hào)I和Q;兩路基帶數(shù)字信號(hào)經(jīng)過(guò)AGC(Automatic Gain Control)，使其電壓增益自動(dòng)地隨信號(hào)強(qiáng)度而調(diào)整，以達(dá)到自動(dòng)增益控制的目的;輸出信號(hào)到載波同步模塊，載波同步模塊由復(fù)數(shù)乘法器、環(huán)路濾波器和數(shù)控振蕩器組成，使用科斯塔斯環(huán)［3］實(shí)現(xiàn)對(duì)副載波相位和頻率的跟蹤捕獲，以保證調(diào)制副載波和解調(diào)副載波的同頻同相;位同步模塊使用自同步法實(shí)現(xiàn)，信號(hào)經(jīng)過(guò)位同步模塊后，實(shí)現(xiàn)符號(hào)定時(shí)的捕獲與同步，以保證本地估算采樣判決時(shí)刻始終與最佳采樣時(shí)刻一致;數(shù)據(jù)恢復(fù)模塊完成對(duì)原始調(diào)制信號(hào)的恢復(fù)，經(jīng)過(guò)上述過(guò)程后得到脈碼調(diào)制數(shù)據(jù)PCM和時(shí)鐘CP，實(shí)現(xiàn)解調(diào)過(guò)程。

1.1 原理算法

輸入的PSK 信號(hào)序列的表達(dá)式為:

其中，m(t)∈［－1，1］是二進(jìn)制單極性隨機(jī)振幅，f0為接收信號(hào)的載波頻率，ψ為載波的瞬時(shí)相位［4］。

設(shè)在一個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間T 內(nèi)，經(jīng)過(guò)帶通濾波后的接收信號(hào)和噪聲電壓為:

其中，n(t)為高斯白噪聲，根據(jù)隨機(jī)過(guò)程的理論，噪聲電壓可以表示為:

兩路正交信號(hào)通過(guò)數(shù)字下變頻后，高頻分量被去掉，得到的信號(hào)分量表示為:

令Δf=fs－f為接收信號(hào)的頻率差，Δψ=ψ－φ為接收信號(hào)的瞬時(shí)相位差。輸出頻率fs接近于fc，使得Δf 接近與零，通過(guò)自動(dòng)增益控制，放大電路的增益隨控制電壓而改變，此時(shí)得到的信號(hào)為:

選取適合的M、N值(M≥N)，使不同載波和碼速率輸入下保持解調(diào)環(huán)路的結(jié)構(gòu)不變。兩路信號(hào)經(jīng)過(guò)復(fù)數(shù)乘法器后輸出的信號(hào)為:

通過(guò)設(shè)置頻率控制字和初始相位，數(shù)字控制振蕩器可生成所需的正余弦輸出序列，送入復(fù)數(shù)乘法器后得到的輸出信號(hào)為:

令σ=Δψ－φ，則當(dāng)載波跟蹤環(huán)路設(shè)為鎖定狀態(tài)時(shí)，σ、Δf≈0，可將噪聲忽略，此時(shí)輸出信號(hào)則為:

將輸出的信號(hào)進(jìn)行位同步，由于信號(hào)包含調(diào)制信息，即可得到解調(diào)信號(hào)。

1.2 載波同步

同步是調(diào)制系統(tǒng)十分重要的問(wèn)題，只有收發(fā)兩端協(xié)調(diào)工作，系統(tǒng)才能真正實(shí)現(xiàn)解調(diào)功能。在相干解調(diào)中，相乘電路需要有相干載波，該載波必須要從接收信號(hào)中獲取，并且要求與接收信號(hào)具有相同的頻率和相位。載波同步就是在相干解調(diào)時(shí)，在接收設(shè)備中產(chǎn)生一個(gè)與接收信號(hào)的載波同頻同相的本地相干載波信號(hào)的過(guò)程，它是實(shí)現(xiàn)相干解調(diào)的基礎(chǔ)。本文介紹的解調(diào)器使用的載波同步環(huán)是改進(jìn)的科斯塔斯環(huán)，它對(duì)傳統(tǒng)科斯塔斯環(huán)的改進(jìn)是首先對(duì)兩路信號(hào)相乘獲得相位誤差信號(hào)，再對(duì)每個(gè)載波頻率進(jìn)行π/2 相移。改進(jìn)型的科斯塔斯環(huán)克服了傳統(tǒng)科斯塔斯環(huán)相位模糊的缺點(diǎn)［5］，有利于提高信號(hào)的捕獲能力，適合于載波頻率經(jīng)常變化時(shí)信號(hào)的提取。

環(huán)路濾波器是一種低通濾波器，主要作用是建立環(huán)路的動(dòng)態(tài)特性，在鑒相器的輸出端衰減高頻誤差分量，以提高抗干擾性能［6］。當(dāng)環(huán)路在跳出鎖定狀態(tài)時(shí)，可以提高環(huán)路以短期存儲(chǔ)，確保環(huán)路迅速重新捕獲信號(hào)。環(huán)路濾波器是實(shí)現(xiàn)載波同步的關(guān)鍵，在該解調(diào)器中使用環(huán)路濾波器目的是減弱由于輸入信號(hào)噪聲引起的相位誤差和高頻分量，以便在輸出端對(duì)原始輸入信號(hào)進(jìn)行有效估計(jì)。環(huán)路濾波器對(duì)信號(hào)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)程度取決于環(huán)路濾波器的階數(shù)，本文采用二階二型環(huán)，環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)可表示為:

環(huán)路濾波器［7］的結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 環(huán)路濾波器結(jié)構(gòu)圖

圖中C1為濾波器的比例通路的增益系數(shù)，C2為積分通路的增益系數(shù)，系數(shù)C1是無(wú)量綱的，C2必須有時(shí)間的量綱。C1和C2的值與選擇的環(huán)路參數(shù)(固有頻率ωn和無(wú)量綱的阻尼系數(shù)ξ)以及環(huán)路增益、采樣等均有關(guān)，C1、C2計(jì)算公式如下:

阻尼系數(shù)ξ 的值不宜過(guò)高，一般在0.5～1 的范圍內(nèi)較好，大于1 的阻尼系數(shù)沒(méi)有過(guò)沖，阻尼系數(shù)小于0.5 的環(huán)路瞬態(tài)響應(yīng)動(dòng)態(tài)特性較差，過(guò)沖過(guò)大，在這里阻尼系數(shù)常取臨界阻尼系數(shù)0.707。ωn的取值范圍很寬，根據(jù)需要其范圍從10－5～108rad/s。Kd為鑒相器的增益系數(shù)，Ko為數(shù)控振蕩器靈敏度增益常量。

1.3 位同步

位同步是指接收端根據(jù)發(fā)送端發(fā)送數(shù)據(jù)的起止時(shí)間和時(shí)鐘頻率，產(chǎn)生一個(gè)時(shí)間基準(zhǔn)相同、采樣判決時(shí)刻與最佳采樣時(shí)刻一致的定時(shí)脈沖序列。位同步又稱為碼元同步，其實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 位同步實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)圖

解調(diào)器中的位同步模塊通過(guò)自同步法［8］實(shí)現(xiàn)。解調(diào)器的位同步模塊通過(guò)相位誤差估算［9］輸出脈沖序列的采樣時(shí)鐘相位與最佳采樣時(shí)刻之間的相位差，然后產(chǎn)生一個(gè)頻率與定時(shí)誤差成比例的誤差脈沖，誤差脈沖經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波器濾除高頻成分和噪聲，進(jìn)行低通濾波，得到頻率控制信號(hào)，通過(guò)數(shù)控振蕩器對(duì)頻率控制信號(hào)的頻率和相位進(jìn)行調(diào)整。如果輸出脈沖序列提前于理想采樣信碼脈沖序列時(shí)刻，則使輸出脈沖序列扣除一個(gè)誤差脈沖，輸出的脈沖相位后退，實(shí)現(xiàn)采樣時(shí)刻滯后;反之則將輸出脈沖序列附加一個(gè)誤差脈沖，使輸出脈沖相位提前，實(shí)現(xiàn)采樣時(shí)刻提前，從而達(dá)到碼元同步的目的。這種自同步方法不需要改變時(shí)鐘相位，具有更好的穩(wěn)定性，適用于對(duì)系統(tǒng)時(shí)鐘穩(wěn)定性要求較高的場(chǎng)合。

2 數(shù)字解調(diào)器仿真

為了便于仿真，本文選用MATLAB 作為仿真工具。仿真數(shù)據(jù)源中的高斯白噪聲采用函數(shù)變換法產(chǎn)生，先生成(0，1)區(qū)間均勻分布的隨機(jī)數(shù)，再經(jīng)過(guò)函數(shù)變換，利用瑞麗分布函數(shù)得到具有高斯噪聲特性的隨機(jī)數(shù)。

仿真前需要先運(yùn)行配置初始化仿真參數(shù)，運(yùn)行誤碼率自動(dòng)仿真程序，用不同Eb/No 下誤比特?cái)?shù)和總比特?cái)?shù)相比，得到各信噪比下的誤碼率曲線。由于計(jì)算機(jī)直接生成仿真數(shù)據(jù)源，并且除加入高斯白噪聲外，不受其它噪聲影響，則不存在量化誤差。但是，較高的誤碼率需要很長(zhǎng)的測(cè)試時(shí)間(如對(duì)1 kbit/s 在12 dB 時(shí)的誤碼率，一個(gè)點(diǎn)的測(cè)試大約需要10 h)。

文件運(yùn)行結(jié)束后，繪制誤碼率曲線。1 kbit/s 誤碼率仿真結(jié)果如圖4所示。

圖4 1 kbit/s 誤碼率

利用圖1所示解調(diào)器，根據(jù)文中的算法仿真解調(diào)的誤碼率與理論誤碼率的比較如圖4所示，實(shí)線為理論誤碼率，圓點(diǎn)為仿真誤碼率。

3 結(jié)束語(yǔ)

本文介紹的解調(diào)器其優(yōu)勢(shì)表現(xiàn)在:便于仿真分析、硬件設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn);解調(diào)過(guò)程延遲少、抗干擾能力強(qiáng)、解調(diào)過(guò)程更穩(wěn)定;載波同步、位同步響應(yīng)速度快，跟蹤性能好，該解調(diào)器可以應(yīng)用在低信噪比、較大頻率偏移范圍內(nèi)工作。目前該解調(diào)器已得到工程化的應(yīng)用。

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