鄭爭(zhēng)兵

(陜西理工學(xué)院電信工程系，陜西 漢中 723003)

0 引言

目前，IEEE 802.22工作組將分配給電視廣播VHF/UHF頻帶(北美為54～862 MHz)的頻譜資源用作寬帶接入信道［1］，采用了認(rèn)知無(wú)線電技術(shù)對(duì)電視頻段進(jìn)行感知和測(cè)量，利用動(dòng)態(tài)頻譜管理技術(shù)找到空閑的電視頻譜進(jìn)行再分配。由于認(rèn)知無(wú)線電技術(shù)具有頻譜感知能力，能夠充分利用頻譜資源來(lái)提高頻譜的利用率，認(rèn)知無(wú)線電技術(shù)受到了人們的廣泛關(guān)注［2］。在我國(guó)無(wú)線電視頻道劃分為VHF波段和UHF波段，其中VHF波段頻率范圍為48.5～99 MHz，167～223 MHz，UHF 波段頻率范圍為470～566 MHz，606～958 MHz，總計(jì)68個(gè)頻道，占用頻譜資源共約550 MHz，然而實(shí)際正在使用的無(wú)線電視頻道利用率不到30%。如果能充分利用電視頻道中的閑置頻段，必將大大提高頻譜利用率。因此，為了便于今后在體制上和國(guó)際接軌以及更進(jìn)一步研究認(rèn)知無(wú)線電技術(shù)，提出了一種適合于電視視頻的接收系統(tǒng)。該系統(tǒng)具有檢測(cè)空閑廣播電視頻道的能力。

1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

接收系統(tǒng)采用的是軟件無(wú)線電的硬件體系結(jié)構(gòu)。軟件無(wú)線電的基本思想是以一個(gè)通用、標(biāo)準(zhǔn)、模塊化的硬件平臺(tái)為依托，通過(guò)軟件編程來(lái)實(shí)現(xiàn)無(wú)線通信的各種功能［3－4］。由于受到目前A/D器件帶寬和處理器處理能力的限制，實(shí)現(xiàn)射頻采樣比較困難，采用中頻采樣的軟件無(wú)線電結(jié)構(gòu)，其系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)如圖1所示。

該硬件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)包括射頻單元、模擬中頻處理單元、寬帶A/D轉(zhuǎn)換單元、數(shù)字下變頻器和高速信號(hào)處理器。考慮到系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)難度，射頻單元使用數(shù)字電視接收高頻頭TDM1316AL，射頻輸入的信號(hào)為電視全頻段(51～858 MHz)，輸出信號(hào)為36 MHz中心頻率、8 MHz帶寬的模擬中頻信號(hào)［5］。模擬中頻處理單元主要是模擬中頻信號(hào)進(jìn)行增益放大和帶通濾波。為了保證系統(tǒng)有足夠大的動(dòng)態(tài)范圍，采用的是增益可變的寬帶AD8369和固定增益的寬帶AD8350。通過(guò)靈活地調(diào)整增益大小，使信號(hào)送往A/D轉(zhuǎn)換以前在一個(gè)合適幅度范圍，以充分發(fā)揮AD9433芯片性能。根據(jù)高頻頭輸出信號(hào)的頻率和帶寬，聲表面濾波器選擇LBN03601，該器件中心頻率36.15 MHz，3 dB帶寬8.12 MHz［6］。寬帶A/D轉(zhuǎn)換單元實(shí)現(xiàn)中頻模擬信號(hào)的數(shù)字化。數(shù)字下變頻器GC1012B將數(shù)字中頻信號(hào)變頻到基帶信號(hào)，以I，Q兩路輸出到高速信號(hào)處理器。高速信號(hào)處理器采用“FPGA+DSP”架構(gòu)，利用兩者各自的優(yōu)勢(shì)，實(shí)現(xiàn)基帶部分的同步、解調(diào)、空閑電視頻道檢測(cè)等算法，并完成中頻器件的初始化和自動(dòng)增益控制。

圖1 硬件結(jié)構(gòu)圖

1.1 模擬中頻增益分配方案

模擬中頻處理單元主要對(duì)捷變高頻頭輸出的模擬中頻信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)姆糯蠛蜑V波，以便ADC能夠發(fā)揮更好的性能［7］。為提供較靈活的增益調(diào)整范圍并滿足系統(tǒng)增益控制的要求，需要對(duì)放大增益合理分配。根據(jù)電視高頻頭TDM1316AL的中頻輸出范圍是－40～+9 dBm和ADC器件AD9433的滿量程差模輸入是2 V峰值(＜13 dBm)，本方案使用了一片AD8369、一片AD8350、聲表面波濾波器件LBN03601以及1∶4阻抗變換器XFM－0701－4W。具體的放大增益分配如圖2所示。

圖2 模擬中頻增益分配框圖

輸入輸出阻抗RL=200 Ω時(shí)，AD8369的運(yùn)放增益為－10 ～ +35 dB，動(dòng)態(tài)范圍在 45 dB［8］;聲表面波濾波器LBN03601插入損耗27.8 dB;XFM－0701－4W是1∶4阻抗變換器，應(yīng)用頻率范圍是3.5～700 MHz，插入損耗約為1.7 dB［9］。輸入輸出阻抗 RL=200 Ω 時(shí)，AD8350 的固定增益20 dB，AD8350的輸出1 dB壓縮點(diǎn)是17.4 dBm，足以滿足ADC器件滿量程輸入的需要。根據(jù)器件的特點(diǎn)估算可知:中頻自動(dòng)增益控制AGC的范圍－21.2～+23.8 dB，動(dòng)態(tài)范圍在45 dB。該設(shè)計(jì)方案具有一定的靈活性。如果要求擴(kuò)大增益的控制范圍，只需要在此電路的基礎(chǔ)上級(jí)聯(lián)一片AD8369就可以增加45 dB的動(dòng)態(tài)范圍。

1.2 中頻采樣方案

為了實(shí)現(xiàn)中頻數(shù)字化，需要對(duì)模擬中頻信號(hào)直接進(jìn)行采樣，這要求A/D器件要有較高的采樣速率和工作帶寬。同時(shí)，為了適應(yīng)復(fù)雜的電磁環(huán)境，A/D器件還需要有較大的動(dòng)態(tài)范圍。在本系統(tǒng)中，模擬中頻信號(hào)的中心頻率為36 MHz，帶寬為8 MHz。對(duì)該中頻信號(hào)進(jìn)行采樣，可以考慮低通采樣和帶通采樣兩種方案。如果使用低通采樣方案，為了保證采樣信號(hào)的信噪比，將采樣頻率定為信號(hào)最高頻率的2.5倍，則采樣時(shí)鐘近100 MHz，100 MSample/s(兆采樣/秒)采樣點(diǎn)的中頻數(shù)字信號(hào)對(duì)后續(xù)的數(shù)字下變頻和基帶信號(hào)處理器會(huì)帶來(lái)很大的運(yùn)算壓力和存儲(chǔ)壓力。如果使用帶通采樣方案，為了保證頻譜不發(fā)生混疊，采樣頻率fS、信號(hào)最高頻率fH、最低頻率fL必須滿足以下條件［10］

對(duì)于36.13 MHz中心頻率，8 MHz帶寬的信號(hào)，fH=40.13 MHz，fL=32.13 MHz，可選的帶通采樣頻率范圍如表1所示，帶通采樣可以明顯降低采樣率。

表1 可選的帶通采樣頻率范圍

提高ADC的采樣速率可以獲得ADC的信噪比增益［11］，所以在本系統(tǒng)中，盡可能選擇比較大的采樣率fS對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行帶通采樣。同時(shí)，為了在數(shù)字下變頻過(guò)程中有較好的濾波效果，帶通采樣獲得的信號(hào)的鏡像頻譜與保留頻譜之間的距離應(yīng)盡可能大，那么對(duì)后續(xù)的抗混疊數(shù)字濾波器的階數(shù)要求比較低。另外考慮到AD9433的性能、GC1012B的處理能力以及高速信號(hào)傳輸和處理給硬件電路的實(shí)現(xiàn)帶來(lái)的影響，fS不宜過(guò)高。最終選擇k=2的采樣方案，采樣率為51.2 MHz。

1.3 數(shù)字下變頻方案

數(shù)字下變頻器GC1012B主要由數(shù)字混頻單元、抗混疊濾波單元和抽取單元3部分組成。數(shù)字混頻單元主要是將AD9433采樣之后的數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行頻譜搬移，搬移后的信號(hào)為基帶復(fù)信號(hào);抗混疊濾波單元的任務(wù)是把數(shù)字混頻后的復(fù)信號(hào)的鏡像頻譜濾掉;濾波后的數(shù)據(jù)率仍然是輸入數(shù)據(jù)采樣率，抽取單元根據(jù)信號(hào)過(guò)采樣程度適當(dāng)抽取，輸出即為低數(shù)據(jù)率的數(shù)字復(fù)基帶信號(hào)。在本系統(tǒng)中，采樣頻率為51.2 MHz，基帶帶寬為6.4 MHz，中頻模擬信號(hào)的中心頻率36 MHz，中頻信號(hào)變頻至基帶，進(jìn)行4倍抽取并翻轉(zhuǎn)頻譜，以實(shí)數(shù)形式交替輸出I/Q兩路數(shù)據(jù)。頻譜變換過(guò)程如圖3所示。其中F表示信號(hào)對(duì)應(yīng)的實(shí)際頻率，f表示經(jīng)采樣頻率歸一化后的頻率。圖3a是中心頻率為36 MHz、帶寬為6.4 MHz的模擬信號(hào)頻譜圖。以51.2 MHz頻率采樣該信號(hào)，該信號(hào)將以采樣頻率51.2 MHz進(jìn)行周期延拓，圖3b是采樣后信號(hào)在第一奈奎斯特區(qū)的頻譜。信號(hào)經(jīng)過(guò)數(shù)字下變頻，信號(hào)頻譜左移15.2 MHz，如圖3c所示。圖3d是圖3c信號(hào)經(jīng)低通濾波后只保留零頻處的低頻信號(hào)頻譜。4倍抽取后的復(fù)基帶信號(hào)頻譜如圖3e所示，可以看到信號(hào)的數(shù)字頻譜展寬了4倍。為保證信號(hào)經(jīng)4倍抽取后頻譜無(wú)混疊，必須設(shè)置低通濾波的數(shù)字帶寬為1/16。

圖3 數(shù)字下變頻頻譜變換過(guò)程

根據(jù)數(shù)字下變頻方案，需對(duì)GC1012B的16個(gè)8 bit的片上寄存器進(jìn)行相應(yīng)的配置:數(shù)字混頻搬移的頻率值通過(guò)寄存器0～3設(shè)定，頻率字計(jì)算如

式中:F是目標(biāo)搬移頻率，即期望的模擬頻譜的搬移量;FCK是采樣率;輸出數(shù)據(jù)可以選擇實(shí)數(shù)或者復(fù)數(shù)形式［12］，實(shí)數(shù)形式輸出時(shí)數(shù)據(jù)率為FO=2FCK/D，復(fù)數(shù)形式輸出數(shù)據(jù)率為FO=FCK/D。

2 系統(tǒng)調(diào)試

為了確定接收系統(tǒng)是否符合設(shè)計(jì)的要求，利用廣播電視信號(hào)對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行了測(cè)試，具體的測(cè)試過(guò)程如下:首先，對(duì)系統(tǒng)的各個(gè)模塊進(jìn)行調(diào)試，調(diào)試完成后將高頻頭、中頻處理單位、AD9433、數(shù)字下變頻器GC1012B和FPGA+DSP基帶處理單位進(jìn)行系統(tǒng)集成。接著，使用高性能的寬帶頻譜分析儀對(duì)686～694 MHz的電視頻道信號(hào)進(jìn)行掃頻檢測(cè)，測(cè)得該頻段的電視信號(hào)頻譜如圖4所示?？梢钥吹皆撾娨曅盘?hào)占用8 MHz帶寬，具有兩個(gè)幅度相差較大的波峰，頻譜的結(jié)構(gòu)與電視信號(hào)的理論頻譜一致。最后，使用接收系統(tǒng)接收電視信號(hào)。通過(guò)DSP對(duì)電視高頻頭進(jìn)行參數(shù)配置將其接收頻道定為686～694 MHz，基帶單元DSP對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行FFT處理，利用TI公司的CCS開(kāi)發(fā)環(huán)境得到的信號(hào)頻譜如圖5所示［13］。對(duì)圖4和圖5進(jìn)行對(duì)比可以發(fā)現(xiàn):接收系統(tǒng)得到的信號(hào)頻譜的結(jié)構(gòu)特征和頻譜分析儀得到的信號(hào)頻譜結(jié)構(gòu)特征一致，接收系統(tǒng)接收到的信號(hào)是電視信號(hào);接收系統(tǒng)能夠檢測(cè)到正在廣播的電視信號(hào)，并且具有傳輸電視信號(hào)的能力。

圖4 頻譜分析儀接收到的信號(hào)頻譜(截圖)

圖5 接收系統(tǒng)得到的信號(hào)頻譜(截圖)

3 小結(jié)

設(shè)計(jì)了一種基于軟件無(wú)線電思想的接收系統(tǒng)。針對(duì)實(shí)際工程應(yīng)用進(jìn)行了工作測(cè)試，證明系統(tǒng)滿足了設(shè)計(jì)要求。該系統(tǒng)可以作為認(rèn)知無(wú)線電的接收終端，在現(xiàn)有的電視頻道上，檢測(cè)空閑的廣播電視頻道，對(duì)空閑電視頻道進(jìn)行動(dòng)態(tài)頻譜管理，從而驗(yàn)證了認(rèn)知無(wú)線電技術(shù)。

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