褚慶昕 孫晶菁 林峰

(華南理工大學(xué)電子與信息學(xué)院，廣東廣州510640)

分支線耦合器廣泛應(yīng)用于微波電路中，平衡放大器、混頻器、移相器等都要應(yīng)用分支線耦合器.近年來，分支線耦合器在雙頻或多頻工作、帶寬增強、小型化等方面取得了許多令人矚目的成果.文獻［1-2］中分別采用Π型和T型雙頻傳輸線替代傳統(tǒng)1/4波長傳輸線實現(xiàn)了雙頻分支線耦合器.文獻［3］中通過在傳統(tǒng)耦合器端口加載短路枝節(jié)線來實現(xiàn)雙頻分支線耦合器.文獻［4-5］中在耦合器分支線上加載開路枝節(jié)線，減小了耦合器尺寸.文獻［6］中引入交叉耦合分支線，增大了頻率比范圍.文獻［7-8］中引入了階梯阻抗線，增加了設(shè)計自由度，分別實現(xiàn)了不等分雙頻耦合器和寬帶雙頻耦合器.文獻［9］在T型雙頻傳輸線基礎(chǔ)上引入兩節(jié)階梯阻抗線，增大了頻率比.然而，這些傳統(tǒng)的雙頻分支線耦合器能實現(xiàn)的頻率比范圍還不夠?qū)?，不能滿足某些實際雙頻工作系統(tǒng)的應(yīng)用要求.因此，設(shè)計寬頻率比范圍的雙頻分支線耦合器是目前的研究熱點之一.

為改善雙頻分支線耦合器的頻率比范圍和減小枝節(jié)線尺寸，文中提出了一種加載階梯阻抗枝節(jié)線(SISL)的新型雙頻分支線耦合器設(shè)計方法，通過改變SISL的阻抗和電長度，可以在耦合器工作的高、低頻段上靈活地進行工作頻率的調(diào)節(jié).由于受到微帶線制作工藝的限制，該結(jié)構(gòu)在耦合器主線和分支線長度都是1/4波長的情況下，阻抗值在20～120Ω的可物理實現(xiàn)范圍內(nèi)，頻率比范圍能覆蓋到1.7～6.3，并且具有較小的尺寸.與以往利用傳輸矩陣方法來設(shè)計雙頻耦合器不同，文中首先根據(jù)耦合器滿足端口匹配和隔離的條件，求解出雙頻設(shè)計方案，然后基于阻抗可物理實現(xiàn)范圍(20～120Ω)的條件，通過增加的自由度優(yōu)勢來設(shè)計擴展頻率比和減小尺寸的方法.

1 原理分析

文中提出的寬頻率比雙頻耦合器結(jié)構(gòu)如圖1所示，在傳統(tǒng)分支線耦合器的端口并聯(lián)階梯阻抗枝節(jié)線實現(xiàn)雙頻工作.考慮到需使電路緊湊，傳統(tǒng)分支線耦合器由歸一化導(dǎo)納分別為YA、YB的4節(jié)1/4波長傳輸線組成.階梯阻抗枝節(jié)線由歸一化導(dǎo)納分別為Y1、Y2，電長度分別為θ1、θ2的兩節(jié)傳輸線組成.

圖1 新型寬頻率比雙頻耦合器的結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of novel dual-band coupler with wide-range frequency ratio

根據(jù)文獻［10］可知:分支線耦合器的端口匹配和端口隔離問題可以轉(zhuǎn)化為分支線耦合器的等效導(dǎo)納和端口之間的匹配問題.文中采用奇偶模和網(wǎng)絡(luò)理論分析方法［11］將傳統(tǒng)分支線耦合器對稱的四端口網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)化為4個單端口網(wǎng)絡(luò)，在滿足互易、匹配、輸出端口隔離的條件下，對輸入輸出端口的等效導(dǎo)納進行分析，從而得到結(jié)構(gòu)中的各個設(shè)計參數(shù).文中提出的3 dB雙頻分支線耦合器結(jié)構(gòu)可以等效為圖2所示的結(jié)構(gòu)，其中Yeq為傳統(tǒng)3 dB分支線耦合器的等效導(dǎo)納，Ge和Be分別為等效導(dǎo)納的實部和虛部.

式中，θ為電長度，f1、f2為雙頻耦合器的工作頻率.

圖2 寬頻率比雙頻耦合器的等效結(jié)構(gòu)Fig.2 Equivalent structure of dual-band coupler with widerange frequency ratio

如圖2所示，Y'eq是從端口1看向雙頻分支線耦合器的等效導(dǎo)納，由SISL導(dǎo)納與Yeq并聯(lián)得到:

在耦合器雙頻工作頻率f1、f2處，為實現(xiàn)端口1與匹配，令，得到

式中，頻率比N=f2/f1，導(dǎo)納比R=Y2/Y1，電長度比U=θ1/θ2.由式(5)可知該方程有2個自由度，文中選擇R和U作為自由變量.經(jīng)過研究發(fā)現(xiàn)，即使R和U的值確定，方程(5)求解曲線的交點仍不唯一，這表明在主線和分支線取最緊湊結(jié)構(gòu)時，改變枝節(jié)線的電長度同樣也可以實現(xiàn)雙頻工作.理論上，耦合器可以工作在任意兩個頻段，但如果通過過度增加的電長度來擴展頻率比，會導(dǎo)致電路尺寸很大.出于制作成本考慮，文中僅考察枝節(jié)線在中心頻率處電長度小于π的情況.

不難發(fā)現(xiàn)，當(dāng)R=1時即為傳統(tǒng)的Π型雙頻耦合器結(jié)構(gòu)，可以考慮枝節(jié)線采用歸一化導(dǎo)納為YS的1/4波長開路線實現(xiàn).在物理實現(xiàn)阻抗范圍內(nèi)，對應(yīng)于50Ω特征阻抗，滿足條件的歸一化導(dǎo)納值范圍為0.4167～2.5000.如圖3所示，開路線導(dǎo)納YS制約的頻率比范圍為1.7＜N＜3.8.同時可得導(dǎo)納YA制約的頻率比范圍為N＜6.3.

圖3 隨頻率比變化的導(dǎo)納值范圍Fig.3 Variations of admittance with frequency ratios

進一步研究發(fā)現(xiàn)，當(dāng)1.7＜N＜3.8時，方程(5)求解曲線的第1個交點值滿足要求，即電長度取最小值，這時枝節(jié)線尺寸最小，設(shè)定為情況Ⅰ.在3.8＜N＜6.3時，方程(5)求解曲線的第2個交點值滿足要求，即電長度取次小值，設(shè)定為情況Ⅱ.為清楚地說明尺寸減小的幅度，文中給出了情況Ⅰ(WLAN頻率為2.4 GHz/5.8 GHz)和情況Ⅱ(GSM和WIMAX頻率為0.9GHz/3.5GHz)下枝節(jié)線導(dǎo)納的取值范圍和枝節(jié)線電長度的變化范圍.

圖4給出了兩種情況下SISL的電長度(θ1+θ2)范圍.從圖4可知，當(dāng)R＜1時，情況Ⅰ下SISL的電長度小于，情況Ⅱ下SISL的電長度小于π.電長度越小表明枝節(jié)線越短，但是并非R＜1的所有取值都滿足SISL的導(dǎo)納要求，還需考慮另一個自由度U.圖5給出了情況Ⅰ下SISL的導(dǎo)納Y1、Y2在不同R和U下的變化范圍.從圖5可知，隨著R的增加，Y1單調(diào)遞減，Y2單調(diào)增加.圖6給出了情況Ⅱ下SISL的導(dǎo)納Y1、Y2在不同R和U下的變化范圍，從圖6可知，隨著R的增加，Y1不再單調(diào)變化，Y2單調(diào)增加.

圖4 兩種情況下SISL的電長度隨R和U的變化Fig.4 Variations of electrical lengths of SISL with R and U in two cases

綜合以上分析，在設(shè)計雙頻分支線耦合器時，首先根據(jù)需要實現(xiàn)的頻率比值確定是在情況Ⅰ還是在情況Ⅱ下取值，選取R和U值時，在滿足枝節(jié)線阻抗能物理實現(xiàn)的前提下，盡可能選取使電路小型化的值.然后由方程(5)求解得到θ2和Y1，進而確定θ1和Y2的值.由式(6)求解出YB.最終得到設(shè)計所需的參數(shù)值.

圖5 情況Ⅰ下SISL的導(dǎo)納隨R和U的變化Fig.5 Variations of admittances of SISLwith R and U in Case I

圖6 情況Ⅱ下SISL的導(dǎo)納隨R和U的變化Fig.6 Variations of admittances of SISL with R and U in CaseⅡ

圖7給出了不同頻率比下枝節(jié)線的設(shè)計參數(shù)值，(R，U)分別為(1.0，2.0)、(0.4，0.6)、(0.6，0.8)、(0.7，0.8)、(0.8，0.6)、(0.8，0.8)、(0.9，0.6)、(0.9，0.7)、(0.9，0.8).確定需要設(shè)計的頻率比后，很容易求出相應(yīng)的設(shè)計參數(shù).選取恰當(dāng)?shù)腞和U值，耦合器可以在寬頻率比范圍(1.7～6.3)內(nèi)工作.表1給出了在相同阻抗范圍(20～120Ω)內(nèi)幾種雙頻耦合器能實現(xiàn)的頻率比范圍.

圖7 不同頻率比下枝節(jié)線的設(shè)計參數(shù)值Fig.7 Values of design parameters of stub lines with different frequency ratios

表1 幾種雙頻耦合器的頻率比范圍對比Table 1 Comparison of ranges of frequency ratio among several dual-band couplers

2 仿真與測試結(jié)果

為驗證所提方法的正確性，文中設(shè)計了一個雙頻工作頻率分別為WLAN通信頻段f1=2.4GHz、f2=5.8GHz的3 dB雙頻耦合器.選取R=0.4，U=0.8，計算出階梯阻抗枝節(jié)線的設(shè)計參數(shù)如下:Y1=2.0830，Y2=0.8330，YB=0.7950，YA=1.1249.在中心頻率(f1+f2)/2處，θ1=0.5236 rad，θ2=0.6528 rad.

選擇相對介電常數(shù)為2.55、厚度為0.8mm的微帶基片進行設(shè)計并加工，所有的仿真都通過電磁仿真軟件IE3D來完成，耦合器最終設(shè)計的實物照片如圖8所示.表2給出了該雙頻耦合器工作在WLAN頻段2.4GHz、5.8GHz頻點上端口的插入損耗、隔離度、回波損耗()及相位差的測試值.

圖8 雙頻耦合器的實物照片F(xiàn)ig.8 Photograph of proposed dual-band coupler

表2 文中雙頻耦合器的測試結(jié)果Table 2 Measured results of proposed dual-band coupler

圖9為耦合器的S參數(shù)的仿真和測試結(jié)果.考慮到介質(zhì)板在高頻處的介電常數(shù)有偏差以及加工精度帶來的偏差，從圖9可以知道，該耦合器的仿真結(jié)果和實測結(jié)果吻合較好;與傳統(tǒng)的Π型雙頻分支線耦合器相比，3 dB雙頻分支線耦合器的枝節(jié)尺寸減小了25.1%，耦合器在高、低頻段內(nèi)具有較好的帶寬，覆蓋了低頻處的2.30～2.58GHz和高頻處的5.65～6.20GHz，高、低頻段上的帶寬分別是280MHz和550MHz，相對寬度分別為11.7%和9.5%，實現(xiàn)了功率平分(在±0.8 dB范圍內(nèi))，回波損耗和隔離度都大于15dB，且相位差為(90±5)°(見圖10).這驗證了文中提出的寬頻率比雙頻耦合器設(shè)計方法的有效性.

圖10 文中雙頻耦合器相位差的仿真值和測量值Fig.10 Simulated and measured values of phase imbalance of proposed dual-band coupler

圖9 文中雙頻耦合器的S參數(shù)的測量值和仿真值Fig.9 Measured and simulated values of S parameters of proposed dual-band coupler

3 結(jié)語

為改善雙頻分支線耦合器的頻率比范圍和減小枝節(jié)線尺寸，文中提出了一種加載階梯阻抗枝節(jié)的新型寬頻率比雙頻分支線耦合器的設(shè)計方法.該方法在主線和分支線間采用1/4波長傳輸線，通過改變階梯阻抗枝節(jié)的阻抗比和電長度比來擴展頻率比范圍和減小尺寸.最后設(shè)計并加工了一個工作在WLAN頻段2.4GHz和5.8GHz頻點的3 dB雙頻分支線耦合器.該耦合器與傳統(tǒng)的Π型雙頻分支線耦合器相比，枝節(jié)尺寸減小了25.1%，耦合器在低、高頻段的相對帶寬分別為11.7%和9.5%，回波損耗和隔離度都大于15 dB，且相位差為(90±5)°，仿真結(jié)果和測試結(jié)果吻合較好，從而驗證了所提方法的正確性.文中提出的結(jié)構(gòu)在縮小電路尺寸和擴展頻率比方面取得了很大突破，提高了應(yīng)用于相控陣?yán)走_(dá)系統(tǒng)和微波傳輸系統(tǒng)的耦合器性能.然而，文中結(jié)構(gòu)所提出的自由度(R，U)的設(shè)計優(yōu)勢未被完全發(fā)掘，因此，下一步將利用此結(jié)構(gòu)研究設(shè)計多節(jié)寬帶雙頻耦合器.

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