王 欣1，童創(chuàng)明1，付紅衛(wèi)1,土 明

(1.空軍工程大學 導彈學院 陜西 三原 713800; 2.空軍地空制導雷達修理廠,陜西 三原 713800)

1 引 言

近年來，超寬帶(Ultra-Wideband,UWB)技術(shù)在多個領(lǐng)域得到了迅速發(fā)展?；诿}沖體制的超寬帶系統(tǒng)采用極窄脈沖信號(通常在納秒和亞納秒量級)，因而具有高分辨率、強穿透性、低功耗、強抗干擾能力、低截獲概率等諸多優(yōu)勢。通過時域或者頻域的方法對超寬帶脈沖信號的輻射、傳輸、反射等特性進行研究，是對超寬帶系統(tǒng)分析、建模和設計的重要前提。通常，利用極窄脈沖源作為發(fā)射機，寬帶示波器作為接收機，可以獲得接收脈沖的時域波形[1-3]。由于包括天線、環(huán)境和目標在內(nèi)的系統(tǒng)環(huán)路可以看作線性時不變(Linear Time Invariant, LTI)系統(tǒng)，因此，在頻域也可以得到同樣的系統(tǒng)響應。

本文介紹了一種基于矢量網(wǎng)絡分析的超寬帶脈沖傳播特性測量方法。首先，研究了這種方法的基本流程，即采用矢量網(wǎng)絡分析儀測量環(huán)路S21，得到系統(tǒng)頻域脈沖響應，再經(jīng)過傅里葉逆變換以及濾波等處理，推算出系統(tǒng)時域響應。然后，針對實際應用中出現(xiàn)的一些問題，給出了解決方法。最后，對超寬帶脈沖的直達波傳播和反射進行了實驗研究，實驗結(jié)果與理論分析及時域結(jié)果吻合較好。

與時域方法相比，此方法具有測量精度高、動態(tài)范圍寬、參數(shù)設置靈活等一系列優(yōu)點。

2 測試原理

圖1 典型線性時不變系統(tǒng)框圖
Fig.1 Block diagram of typical linear time invariant system

對于圖1所示的線性時不變系統(tǒng)，設其沖激響應為h(t)，當激勵信號為f(t)時，輸出響應y(t)為h(t)和f(t)的卷積，即：

(1)

設Y(ω)、H(ω)和F(ω)分別是y(t)、h(t)和f(t)的頻譜函數(shù)，根據(jù)傅里葉變換的性質(zhì)，在頻域中，則有：

Y(ω)=H(ω)·F(ω)

(2)

(3)

在輸出端阻抗匹配的情況下，頻域響應H(ω)也可以稱為傳輸系數(shù)S21(ω)，可以通過矢量網(wǎng)絡分析儀測量得到。

如果將發(fā)射天線的輸入端看作系統(tǒng)輸入端，接收天線的輸出端看作系統(tǒng)的輸出端(滿足負載匹配)，那么包括天線輻射、空間傳播、信號反射(散射)、天線接收的環(huán)路就構(gòu)成了一個系統(tǒng)，在絕大部分情況下，可以看作線性時不變系統(tǒng)，通過研究該系統(tǒng)頻域響應，就可以對超寬帶脈沖的傳播特性進行測量研究。

基于以上分析，本方法測量的基本流程為：

(1)通過矢網(wǎng)測量S21參數(shù)，獲取系統(tǒng)頻域響應H(ω)；

(2)設計激勵信號f(t)，并通過快速傅里葉變換算法，得到其頻域函數(shù)F(ω)；

(3)利用式(2)計算系統(tǒng)響應Y(ω)；

(4)對Y(ω)進行快速傅里葉逆變換，得到時域波形y(t)。

此方法在實際應用中存在以下問題，通過合理選擇參數(shù)和信號處理算法可以解決：

(1)由于矢網(wǎng)通過連續(xù)步進的方法，在多個頻點測出S參數(shù)，因此頻點與頻點之間存在間隔；由于超寬帶信號具有很寬的帶寬，如果在掃頻間隔之內(nèi)存在頻率特性的突變，則信息就會丟失，會帶來測量誤差，因此需要增加矢網(wǎng)掃頻點數(shù)，減小頻率步進間隔。矢網(wǎng)都是有測量點數(shù)上限的，因此只能減小測量帶寬，這又會降低時域的分辨率。為解決此問題，采用分段校準測量，最后將數(shù)據(jù)融合，以得到寬頻帶內(nèi)的大量數(shù)據(jù)；

(2)為了增加恢復后信號的時域分辨率，可以在分析帶寬之外填充零值[4]；

(3)在天線的有效帶寬之外，可能會存在外界噪聲和干擾，通過在處理時增加濾波器的方法[4]，可以達到一定程度的抑制，以提高測試精度；

(4)矢網(wǎng)測量時存在重復性誤差，通過多次測量取平均值的方法可以消除；

(5)為了增加測試動態(tài)范圍，需要增加功率放大器或者低噪聲放大器。由于寬帶放大器性能的限制，主要是增益平坦度和相位一致性的限制，會給時域波形帶來誤差，此誤差可以通過校準的方法去除。

3 測試配置與測試過程

測試硬件框架如圖2所示，矢量網(wǎng)絡分析儀采用Anritsu ME7808A。發(fā)射天線和接收天線采用一對超寬帶圓盤單極天線(圖3)，帶寬為1.3～11 GHz，分別架設在距離為2 m的等高三腳架上。也可以使用寬帶TEM喇叭天線，或者Vivaldi天線，以提高方向性。為了增加遠距離信號的強度，擴展測試動態(tài)范圍，在矢網(wǎng)2端口輸入端插入超寬帶低噪聲放大器。選用Avago VMMK-2203 E-pHEMT，工作帶寬為1～10 GHz，最大可用增益為16 dB，噪聲系數(shù)典型值為2.3 dB，OIP3為+15 dBm。在測量目標的反射信號時，可以將作用距離擴展至少一倍。利用GPIB總線將矢網(wǎng)和控制計算機相連，采用基于VISACOM的控制程序，進行參數(shù)設置、測試控制以及數(shù)據(jù)讀取。

在測試之前，首先要進行校準，以消除由于電纜、適配器、放大器所引入的信號衰減和相位延遲以及畸變。以發(fā)射天線的饋源端和接收天線的饋源端為參考面，執(zhí)行校準。

校準完畢后，設置矢網(wǎng)掃描點數(shù)為1 601點，測試掃頻范圍選擇10～24 GHz，則掃頻間隔Δf=14.99 MHz，經(jīng)過變換后可以恢復66 ns的時域信號。

圖2 測量系統(tǒng)示意圖Fig.2 Diagram of the measurement system

圖3 測試用超寬帶單極圓盤天線Fig.3 Monopole circular antenna pair used in the measurement

采用分段校準和測量的方法，可以獲得更長時間的時域數(shù)據(jù)。在10 MHz～6 GHz、6～12 GHz、12～18 GHz以及18～24 GHz 4個頻段進行校準，通過測試程序?qū)⑿蕯?shù)據(jù)保存起來，在測試時利用程序調(diào)出每個頻段的校準數(shù)據(jù)，依次在4個頻段執(zhí)行測量。每個頻段設置掃描點數(shù)為1 601個點，經(jīng)過數(shù)據(jù)融合，可以得到10 MHz～24 GHz頻段內(nèi)的6 401個點，掃頻間隔Δf=3.75 MHz，對應的時域波形長度就可擴展為266 ns。

測試時將矢網(wǎng)平均功能開啟，在每個頻點重復測量10次，通過取平均消除重復性誤差[5]。

根據(jù)離散傅里葉逆變換：

(4)

得到的時域信號y(t)是以Δt為時間間隔的離散值，時域分辨率Δt=1/fmax，其中，fmax為頻域信號的最大頻率分量。在0～10 MHz及24～100 GHz的頻段內(nèi)補充零值，可使Δt降至10 ps。

4 實驗結(jié)果及分析

利用上述過程，對收發(fā)天線間距2 m，周圍無目標時的S21進行了測量，結(jié)果如圖4所示。在距離收發(fā)天線中心3.1 m距離處，放置尺寸為50 cm×50 cm的金屬板，調(diào)整金屬板角度，使發(fā)射脈沖能夠反射到接收天線處。測量此時收發(fā)天線之間的S21，如圖5所示。比較圖4和圖5可以看出，在有金屬板時，S21在多個頻點上出現(xiàn)了諧振情況，這是反射脈沖和直達脈沖之間存在時間延遲導致的。

圖4 無金屬板時S21測量值Fig.4 Measured S21 without metallic plate

圖5 放置金屬板時S21測量值Fig.5 Measured S21 with metallic plate

采用常用的單極高斯脈沖作為激勵信號，其表達式為

g(t)=e-2πt2/α2

(5)

式中，α2為脈沖形成因子。通過選擇合適的參數(shù)，設計了底寬為200 ps的單極高斯脈沖，如圖6所示。

圖6 設計的發(fā)射單極高斯脈沖Fig.6 Designed Gaussian monopulse for transmssion

該脈沖的有效帶寬為5 GHz，將處理算法應用到該信號上之后，經(jīng)過離散傅里葉逆變換，得到了接收天線所收到的信號。在無金屬板時，只存在收發(fā)天線之間的直達波，以及地板引起的微弱的多徑效應；在放置金屬板后，接收到了反射回波。直達波和反射回波的時間關(guān)系如圖7所示。

(a)無金屬板時接收天線收到的直達波

(b)天線收到的直達波及金屬板反射回波圖7 直達波以及反射波的時間關(guān)系Fig.7 Time domain relationship between direct receivewaveform and reflection from the metallic plate

從圖中可以看出，在脈沖發(fā)射6.95 ns之后，直達波到達接收天線，對應距離為2.09 m，這與收發(fā)天線間距2 m十分吻合。而在脈沖發(fā)射22.1 ns之后，金屬板反射回波到達接收天線，對應的傳播路徑長度為6.63 m，這與計算得到的路徑長度6.51 m也比較吻合。

接收天線收到的直達波和金屬板反射的回波如圖8和圖9所示。從圖8中可以清楚地看出，天線對發(fā)射脈沖的微分效應、信號后面的拖尾是由于三腳架的反射引起的。

圖8 接收天線收到的直達波形Fig.8 Direct receive waveform on thereceive antenna

圖9 金屬板反射回波波形Fig.9 Reflection waveform of the metallic plate

作者通過自研的底寬為200 ps、峰值幅度為6 V的脈沖源[6]和Agilent54855A 6 GHz寬帶示波器在時域也進行了測量，結(jié)果與頻域結(jié)果吻合較好。但是在時域測量時，為了盡量保證信號波形不失真，沒有采用低噪聲放大器，當信號比較微弱時，較難得到穩(wěn)定準確的信號。

另外，時域方法測量時還受限于發(fā)射脈沖的波形、寬度和幅度等參數(shù)。而利用頻域方法，在得到信號頻域響應之后，通過設計不同的發(fā)射脈沖，可以通過算法快速得到時域響應，這在超寬帶系統(tǒng)波形設計階段，具有十分顯著的意義。

通過校準可以將傳播環(huán)路中的幅度不平坦和相位畸變帶來的信號失真進行消除，這就為精確估計超寬帶信號傳播特性，以及擴展測試動態(tài)范圍帶來了極大的方便，而在時域測量時則很難實現(xiàn)大動態(tài)范圍內(nèi)不失真測量。

5 結(jié) 論

使用基于矢量網(wǎng)絡分析的頻域測量方法在研究超寬帶脈沖信號傳播特性時，具有許多時域方法不易實現(xiàn)的優(yōu)勢。利用這種方法，可以對超寬帶天線的時域輻射、接收性能、超寬帶信號多徑反射效應、超寬帶信號信道傳播衰減特性，以及目標超寬帶散射特性等進行研究，能夠為超寬帶系統(tǒng)分析、建模和設計提供有力支撐。

參考文獻：

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[6] Wang Xin, Tong Chuangming,Fu Hongwei. Power consumption and efficiency analysis of the SRD-based UWB pulse generator[C]//Proceedings of 2010 IEEE International Conference on Ultra-Wideband. Nanjing: IEEE, 2010: 663-666.