李 新， 陸 婷， 劉 峻， 張 迪

（沈陽(yáng)工業(yè)大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院，遼寧 沈陽(yáng)110870）

在無(wú)線通信終端中，低噪聲放大器是射頻接收系統(tǒng)中的第一級(jí)有源電路，主要功能是放大天線從空中接收到的微弱信號(hào)，降低噪聲干擾，以供系統(tǒng)解調(diào)出所需的信息數(shù)據(jù)，低噪聲放大器的設(shè)計(jì)對(duì)整個(gè)接收機(jī)來(lái)說(shuō)是至關(guān)重要的。低噪聲放大器在提供增益的同時(shí)，應(yīng)盡可能地減少噪聲，以及完成接收大信號(hào)不失真和好的線性度。

在深入分析噪聲問(wèn)題的基礎(chǔ)上，提出一種共基差分輸入結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)低噪聲放大器的電路結(jié)構(gòu)，電路中包括可控增益放大器和增益控制電路。

低噪聲放大器的輸出電壓直接反映到自動(dòng)增益控制電路的輸入端，根據(jù)輸出電壓幅值的大小，自動(dòng)增益控制電路的輸出電壓反饋到低噪聲放大器的增益控制電路比較器的輸入端，進(jìn)而影響放大器的總體增益?；贘AZZ 0.35 μm BICMOS工藝設(shè)計(jì)放大器電路，這種結(jié)構(gòu)的電路具有低噪聲高增益的特點(diǎn)。

1 低噪聲放大器設(shè)計(jì)中的噪聲問(wèn)題

式中，q為電子電荷，ID為正向結(jié)電流，△f是單位頻率的噪聲頻寬。

可以看出，散粒噪聲與結(jié)電流的平方根成正比，與頻率大小和溫度無(wú)關(guān)。將散粒噪聲電流乘以動(dòng)態(tài)結(jié)阻抗，可將散粒噪聲表達(dá)為噪聲電壓。

熱噪聲是由器件內(nèi)的載流子隨機(jī)運(yùn)動(dòng)產(chǎn)生的。任何元器件，只要有直流電阻，就存在熱噪聲（交流電阻是一個(gè)等效的概念，不單獨(dú)產(chǎn)生熱噪聲）。由于噪聲過(guò)程是隨機(jī)的，它

最常見(jiàn)的噪聲源是平帶（Flatband）噪聲，也稱白噪聲。平帶噪聲源產(chǎn)生散粒噪聲和熱噪聲。散粒噪聲是由電子通過(guò)一個(gè)勢(shì)壘的離散量子性質(zhì)產(chǎn)生的，通常與二極管和雙極晶體管有關(guān)。散粒噪聲的產(chǎn)生必須具備兩個(gè)條件：直流電流的存在以及帶電載流子必需越過(guò)勢(shì)壘以產(chǎn)生電流。散粒噪聲計(jì)算公式：的幅值符合高斯分布，表征熱噪聲通常的方法就是測(cè)量其產(chǎn)生噪聲的器件的平均噪聲功率。

其噪聲功率公式如下：

式中，K為波爾茲曼常數(shù)，K=1.38×10-23J/K，T為絕對(duì)溫度,△f是單位頻率的噪聲頻寬。因此，熱噪聲與頻率大小無(wú)關(guān)。

電阻的熱電壓是電阻、溫度和測(cè)量帶寬的函數(shù)[1]：

式中，En為在給定溫度下電阻R在帶寬△f上電路產(chǎn)生的RMS（均方根）噪聲電壓。

式（3）兩邊除以電阻值后即得諾頓等效噪聲源：

按1 Hz帶寬對(duì)RMS噪聲電壓和噪聲電流進(jìn)行歸一化，即可得到頻譜密度[2]：

與散粒噪聲電流的情況一樣，如果信號(hào)幅度增大比噪聲更快，則可通過(guò)增加噪聲的絕對(duì)幅度來(lái)提高電路的性能。

2 低噪聲放大器的設(shè)計(jì)

2.1 低噪聲放大器電路的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

兩種常見(jiàn)的低噪聲放大器分別為：雙極型輸入和CMOS輸入。傳統(tǒng)上，CMOS放大器以低輸入偏置電流而聞名，卻總是受高電壓噪聲所累。典型的CMOS放大器的平帶噪聲為幾十nV/Hz，1/f噪聲的峰至峰值范圍為幾微伏。雙極型放大器本身噪聲較低，是低噪聲應(yīng)用的最常見(jiàn)選擇。

在射頻范圍內(nèi)，MOS管的主要噪聲源為溝道熱噪聲、柵感應(yīng)噪聲與柵分布電阻熱噪聲[3]。由于MOS晶體管的溝道電阻產(chǎn)生比較大的熱噪聲，所以選擇雙極輸入會(huì)得到一個(gè)相對(duì)較好的噪聲系數(shù)。低噪聲雙極型放大器，可提供極低的輸入電壓噪聲密度和相對(duì)較高的輸入電流噪聲密度。

單端LNA結(jié)構(gòu)對(duì)于接地的寄生電感非常靈敏。差分結(jié)構(gòu)由于對(duì)稱點(diǎn)上的增量（交流）接地，不會(huì)受到電流源接地回路中寄生參數(shù)的影響。差分結(jié)構(gòu)的另一個(gè)重要優(yōu)點(diǎn)是它有抑制共模干擾的能力。這一考慮在混合信號(hào)應(yīng)用中特別重要，因?yàn)闊o(wú)論是電源電壓還是襯底電壓都可能含有噪聲。為使在高頻時(shí)的共模抑制比最大，關(guān)鍵是絕對(duì)要使版圖盡可能地對(duì)稱。差分結(jié)構(gòu)的放大器對(duì)抑制噪聲也有顯著的作用[4]。雙極型LNA共基極結(jié)構(gòu)相對(duì)于共射極電路具有三個(gè)顯著的優(yōu)點(diǎn)：更為簡(jiǎn)單的輸入匹配、更高的線性度和更大的逆向隔離，所以電路采用共基極輸入。

2.2 低噪聲放大器的電路設(shè)計(jì)

低噪聲放大器整體結(jié)構(gòu)如圖1所示，電路分為3部分，其中模塊VGLNA是可控增益放大器，這部分的增益可以改變。模塊CON1和CON2為增益控制電路，通過(guò)AGC的控制電壓來(lái)調(diào)整VGLNA的增益。對(duì)模塊VGLNA的設(shè)計(jì)目標(biāo)是使增益達(dá)到25 dB以上。模塊CON1和CON2的設(shè)計(jì)目標(biāo)是通過(guò)改變節(jié)點(diǎn)IN1、IN2電壓值，使VGLNA的增益變化不超出AGC的動(dòng)態(tài)范圍。

圖1LNA整體結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Overall structure diagram of LNA

2.2.1可變?cè)鲆娣糯笃鞯脑O(shè)計(jì)

可變?cè)鲆娣糯笃鞯碾娐啡鐖D2所示，模塊VGLNA采用兩級(jí)放大，整個(gè)電路的增益主要來(lái)自第一級(jí)由VQ1、VQ2組成的共基放大器，射頻信號(hào)RFI1和RFI2分別由VQ1和VQ2的射極輸入。第二級(jí)為射隨放大器電路，具有高輸入電阻、低輸出電阻和近似為單位1的電壓增益，對(duì)總體增益基本沒(méi)有貢獻(xiàn)[5]。

圖2VGLNA電路圖Fig.2 Circuit of VGLNA

設(shè)連接 VQ1、VQ2集電極的串聯(lián)電阻為 RC， 連接 VQ1、VQ2發(fā)射極的串聯(lián)電阻為RE。RE用來(lái)設(shè)置合適的工作點(diǎn)，而RC則是把輸出電流轉(zhuǎn)換為電壓。室溫下，VQ1、VQ2的單管增益為：

輸入管VQ1、VQ3的基極電壓與集電極電流的關(guān)系如圖3所示，可以看出基極電壓與電流的關(guān)系。假設(shè)VQ3、VQ4不工作，即VIN2的電壓值小于0.9 V。若流過(guò)VQ1的電流IC為340 μA，RC為 2 kΩ。 則 AV=24，即 VQ1，VQ2的單管增益為27 dB。

RFI1、RFI2輸入信號(hào)的工作點(diǎn)電壓為：

這樣，VQ1的基極IN1的電壓為

當(dāng) VIN1≥1.7 V，VQ1、VQ2管的增益最大。

圖3輸入管VQ1、VQ3的基極電壓與集電極電流的關(guān)系Fig．3 Relation of input transistorVQ1， VQ3's base voltage and collector current

VQ3、VQ4管的作用是通過(guò)分流減小VQ1、VQ2管的增益。升高IN2點(diǎn)的電壓可使VQ3、VQ4管導(dǎo)通。改變VIN1，VIN2的電壓值，使流過(guò)VQ1的電流減小，流過(guò)VQ3的電流增大，VQ1管增益減小。為滿足增益變化，且輸出不大于100 mV的限制，要求控制電壓 VIN1的變化范圍為 1．71～1．69 V，VIN2的范圍為 0．9～1．71 V。

2.2.2增益控制級(jí)的設(shè)計(jì)

模塊CON2是一個(gè)比較器電路，通過(guò)改變輸入VAGC_N和VAGC_P的電壓值，對(duì)VIN1和VIN2進(jìn)行控制。根據(jù)VGLNA的目標(biāo) 要 求 ，VIN1的 變 化 范 圍 為 1．71～1．69 V，VIN2的 范 圍 為0．9～1．71 V，模塊 CON2 的輸出要達(dá)到這個(gè)要求。

2.2.3增益控制級(jí)CON1的設(shè)計(jì)

模塊CON1的作用是對(duì)VIN1和VIN2的值進(jìn)行反饋控制。CON1的電路如圖 4所示，IN1，IN2作為模塊 CON1比較器的一個(gè)輸入電壓VN，與另一端的基準(zhǔn)電壓VR進(jìn)行比較。假設(shè)VIN2=0．9 V，即VQ2管不工作，同時(shí)模塊 CON2的 VQI2管也不工作。 由于節(jié)點(diǎn) IN1 的電平 VIN1較低，導(dǎo)致 VN＞VR，I1＜I2，且I1=I3，則I2＞I3，要從CON2的比較器的節(jié)點(diǎn) OUT中抽取一部分電流IO，等效于CON2的比較器多了一個(gè)電流源[6]。這樣流過(guò)VQI1一路的電流增大，VIN1也增大。VIN1反饋到CON1的VQ1管，使 VN逐漸接近基準(zhǔn)電壓 VR。當(dāng) VN=VR時(shí)，I1=I2，則 I3=0，這時(shí)CON1對(duì)CON2沒(méi)有控制作用，流過(guò)VQ1、VQ2的總電流達(dá)到了一個(gè)恒定的值。

圖4CON1電路圖Fig．4 Circuit of CON1

3 電路仿真結(jié)果與分析

根據(jù)前文分析，這里只考慮熱噪聲。VGLNA的小信號(hào)模型如圖5所示。

圖5VGLNA的小信號(hào)模型Fig．5 Small signal model of VGLNA

LNA包括兩級(jí)放大器，第2級(jí)的射隨放大器輸出電阻RO為

將式（9）、（10）和（11）帶入式（12），可得到輸出熱噪聲譜密度為：

圖6輸出噪聲波形曲線Fig．6 Wave curve of output noise

噪聲系數(shù)為輸入信噪比除以輸出信噪比，公式為NF=（SI/NI）/（SO/NO）[2]。 輸入信噪比約為 2 μV/139 pV=1．44×104，輸出信噪比為 44 μV/2．7 nV=1．6×104。 所以噪聲系數(shù) NF=1．44/1．6=0．9＜1 dB。

輸入等價(jià)噪聲模型如圖7所示，電路的等價(jià)輸入噪聲為輸出噪聲除以增益，所以：

圖7有輸入噪聲源的等價(jià)電路模型Fig．7 Equipollence circuit model with input noise source

圖8輸入等價(jià)噪聲波形圖Fig．8 Input equipollence noise wave

輸入信噪比約為 2 μV/139 pV=1．44×104，輸出信噪比為44 μV/2．7 nV=1．6×104，噪聲系數(shù) NF=1．44/1．6=0．9＜1 dB。

4 結(jié) 論

本設(shè)計(jì)基于JAZZ 0．35 μm BICMOS工藝設(shè)計(jì)了一種低噪聲放大器。通過(guò)理論分析和仿真結(jié)果表明，設(shè)計(jì)采用的共基極輸入和射極跟隨器的結(jié)構(gòu)可以有效地抑制噪聲。該低噪聲放大器能提供25 dB的增益，噪聲系數(shù)小于1 dB，靈敏度達(dá)到2 μV，達(dá)到無(wú)線調(diào)頻接收機(jī)中低噪聲放大器的電路設(shè)計(jì)要求。

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