邵明雙　金志斌　楊喜軍

摘 要：通過對基于L4981B設(shè)計的有源功率因數(shù)校正控制器在實際生產(chǎn)中出現(xiàn)的諸多問題的分析和研究，找出了這些問題的有效解決辦法，從而對已有的設(shè)計進行了性能上的優(yōu)化和完善，使它的應用范圍得以擴展，性價比得到提高，能夠滿足在各種不同負載情況下的使用，并易于在大規(guī)模生產(chǎn)中得到推廣和應用，同時這對于采用其他芯片設(shè)計的有源功率因數(shù)校正電路的性能改善也有一定的指導和借鑒作用。

關(guān)鍵詞：L4981B；穩(wěn)定性；電磁兼容；電路保護；性價比；可靠性

中圖分類號：TM714，TN70文獻標識碼：B

文章編號：1004 373X(2009)02 004 04

Performance Optimization of APFC Circuit Design Based on L4981B

SHAO Mingshuang1,2,JIN Zhibin2,YANG Xijun1

(1.School of Electronic Information and Electrical Engineering,Shanghai Jiaotong University,Shanghai,200030,China;2.Intertek,Shanghai,200233,China)

Abstract：Through the analysis and research towards many problems arising in the actual production for APFC designed basing on L4981B,the effective solution for these problems is founded and therefore the existing design in its performance is optimized and completed,making its application scope to expand,the performance to price ratio obtains the enhancement,it can be used in each kind of different load situation,easy to be popularized and applied in mass production,which to some extent also guide and can be used for ﹔eference to optimize the performance of APFC circuit designed adopting other chips.

Keywords：L4981B;stability;EMC;electric circuit protection;performance to price ratio;reliability

0 引 言

電源是每一個電子設(shè)備所必須的重要組成部分。按照國際電工委員會標準IEC 61000－3－2的要求［1］，電子設(shè)備輸入電流中諧波電流成分都有一定的限值，小功率電源可以使用簡單的無源功率因數(shù)校正，即可獲得有效的抑制，而大功率電源則普遍使用有源功率因數(shù)校正控制器。作為在較大功率電源中普遍使用的基于L4891B設(shè)計的APFC已有諸多介紹［2－3］，但在實際電源設(shè)備的使用過程中，由于工作環(huán)境和使用要求的不同往往會出現(xiàn)這樣或那樣的問題［4］，而限制和影響了它的廣泛使用。鑒于此，針對在此過程中出現(xiàn)的諸多問題進行了深入分析和探討，并提出了一些切實可行的有效解決方案。

1 如何提高效率

現(xiàn)代技術(shù)的發(fā)展要求電器設(shè)備，既要小巧，又要高效，還要求輸入電壓具有更廣泛的通用性。一個完整的Boost APFC包括全波整流和升壓型DC－DC轉(zhuǎn)換［5］，這種配置的APFC具有許多優(yōu)點：連續(xù)輸入電流和容易提高功率因數(shù)。升壓型拓撲結(jié)構(gòu)通過限制輸入電壓也可以獲得很高的效率，但當輸入電壓范圍變寬后，要維持同樣的高效率就變得有些困難。

為此在實際的應用產(chǎn)品中，采用電路簡單、可靠性較高的3種方法：一是減小半導體二極管的反向恢復損耗；二是用IGBT代替MOSFET，以減小開通損耗；再就是減小交流損耗。

首先，選用一種SiC肖特基二極管［6］，它具有高的溫度特性(最高允許工作溫度達到300 ℃)，高的反向耐壓，低的導通電阻和高的開關(guān)頻率等。以上特點使得開關(guān)器件體積縮小，開關(guān)頻率的提高也使得Boost APFC的體積進一步減小。同時它還具有正的溫度系數(shù)，便于在大電流時采用多個二極管并聯(lián)使用，不會造成二極管之間的電流出現(xiàn)不均衡的現(xiàn)象。再有這種二極管的反向恢復時間及反向電流都非常小，并且有非常好的溫度特性，其反向恢復時間不會隨著溫度升高而變化。用它就會減小開關(guān)管導通時的開關(guān)損耗，從而提高效率。

其次，用IGBT代替MOSFET，一個主要的原因是：MOSFET 開關(guān)在低輸入電壓時，由于導通器件的漏源極間為導通電阻，使得其導通損耗快速增加，即隨著電流的增大而與電流的平方成正比。而IGBT則是集射極間的幾乎是相同的電壓飽和壓降，因此，其導通損耗相對增加較慢，只與輸入電流成線性關(guān)系。這就減小了在寬范圍輸入電壓下的損耗，提高了系統(tǒng)效率。

最后，減小交流損耗，交流損耗的產(chǎn)生主要由電感的紋波電流造成的。絕大部分的損耗來自于磁心本身，并且嚴重依賴于磁心材料本身，為此采用非晶鐵心材料饒制的電感，因為它具有優(yōu)良的恒電感特性和抗直流偏磁能力，且損耗小。不過成本較貴，但對提高Boost APFC效率效果明顯。

經(jīng)過調(diào)整后帶整流橋的Boost APFC的輸入功率與效率的關(guān)系，如下圖1所示。

2 如何提高穩(wěn)定性

平均電流控制技術(shù)是在峰值電流控制技術(shù)的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的。在這種控制方式中，乘法器與比較器之間增加了一個電流調(diào)節(jié)器。該電流調(diào)節(jié)器控制輸入電流的平均值，使其與編程信號波形相同，由于電流環(huán)具有較高的增益帶寬，跟蹤誤差小，因此瞬態(tài)特性較好。是目前應用最廣泛的一種控制技術(shù)。

這種技術(shù)的電壓環(huán)帶寬控制在20 Hz以下，電流環(huán)則要求足夠快以滿足不失真和低諧波的要求。

事實是，在實際產(chǎn)品的設(shè)計過程中，經(jīng)由理論分析設(shè)計的電路在帶阻性負載或者交流變頻壓縮機測試時，工作一切正常。但當帶直流變頻壓縮機這類感性負載工作時，就出現(xiàn)新的不穩(wěn)定現(xiàn)象見圖2，即遇到雙周期分叉現(xiàn)象。

由于在整個設(shè)計過程中，存在許多理想假設(shè)，例如：假設(shè)變換器的輸出紋波很?。患僭O(shè)當通過較大輸出電容時可被忽略，而大電容因其成本高，體積大，在實際中使用中并沒有那么大；假設(shè)用輸入電壓有效值代替時變值，忽略其時變的影響等。另外由于PFC的固有屬性，PFC動態(tài)環(huán)路總是用低帶寬進行補償，目的是不對頻率2xf璍的紋波產(chǎn)生響應，這里f璍指交流電源線的頻率。因此，當負載突變時，調(diào)整電路不能做出快速響應，從而引起輸出電壓波動過大。而穩(wěn)定系統(tǒng)自身可以調(diào)節(jié)擾動，使其重新進入穩(wěn)定運行狀態(tài)；不穩(wěn)定系統(tǒng)無法控制擾動，從而進入不穩(wěn)定運行狀態(tài)。結(jié)果出現(xiàn)上述的雙周期現(xiàn)象。

變換器輸出電容上的電壓是由輸入功率與輸出功率的差所形成的，輸入功率由乘法器的輸出電流控制，而乘法器的輸出電流又由前饋電流環(huán)及反饋電壓環(huán)共同決定。電壓前饋可用于補償輸入電壓引起的增益變化，提高回路的穩(wěn)定性和對交流電壓瞬變的瞬間響應性。同時，應有盡可能高的穿越頻率，以實現(xiàn)快速跟蹤性能。應有足夠的穩(wěn)定裕量，使系統(tǒng)有強的魯棒性。

為了解決這個問題，在芯片的外圍設(shè)計中采用了增強動態(tài)響應功能。使用高紋波、低等效串聯(lián)電阻(ESR)的電容，重新設(shè)計和調(diào)整電壓環(huán)、電流環(huán)網(wǎng)絡參數(shù)，反復試驗，最后得出結(jié)論。即：仔細調(diào)節(jié)輸出電壓誤差放大器的輸出，使設(shè)計的電流環(huán)的瞬變跟蹤特性變強，變換器在大電流和感性或阻性負載的情況下，皆具有更好的穩(wěn)定輸出電壓的能力，消除了雙周期現(xiàn)象的發(fā)生。功率因數(shù)與其他性能指標正常，未有不良結(jié)果產(chǎn)生，達到了預期的目的。

3 如何提高電磁兼容性

電磁兼容性是指在同一電磁環(huán)境中，設(shè)備能夠不因為其他設(shè)備的影響正常工作，同時也不對其他設(shè)備產(chǎn)生影響工作的干擾。正基于此，干擾造成的原因有內(nèi)外2種，內(nèi)部干擾主要是主電路開關(guān)過程對控制電路及外部電路造成的影響，外部干擾是電網(wǎng)的紋波和周圍用電設(shè)備對Boost PFC造成的干擾。針對干擾產(chǎn)生的3要素即干擾源、耦合途徑和敏感的接收設(shè)備，采用了以下措施：

（1） 合理的布局和布線。干擾強度是隨著導線和干擾源距離的平方而減小。所以，在電路元件的布局和布線上，盡量使交流輸入和直流輸出分開并遠離。布線要嚴格分開，簡化電流通路的途徑，減少相互交叉干擾。

（2） 主電路和控制電路本身抗干擾措施。在主電路方面，單相整流橋輸入和輸出端都應接高頻電容，以阻斷電網(wǎng)的高頻干擾?？刂齐娐沸酒膮⒖蓟鶞孰妷阂€(wěn)定，也應接一個高頻去耦電容到地。

此外，振蕩器定時電容到地的引線要盡可能短。開關(guān)管的驅(qū)動輸入端到控制芯片的輸出連線要盡可能短，以減小外界的雜散干擾。盡可能減小IGBT和FRD二極管連線的阻抗，即減小長度，增加寬度。還有，IGBT與平滑電容之間的配線距離盡可能短。整個系統(tǒng)的強電部分要遵循進出有序的原則，不能來回走線。Boost PFC控制器的輸出電容也要并聯(lián)一個小的高壓電容，濾除高頻雜波。還有要減少芯片供電電源的干擾，例如可在電源輸出端接一高頻去耦電容到地，這樣就可以提高供電電源的品質(zhì)。降低外界干擾和內(nèi)部的相互影響，提高系統(tǒng)的電磁兼容性設(shè)計水平。

使用L4981B的這種平均電流的升壓型模式制作的功率因數(shù)校正電路，輸入電流連續(xù)，并且在Boost PFC開關(guān)瞬間輸入電流小，這本身就易于電磁干擾濾波［7］。

原則1：減少PFC電路自身產(chǎn)生的干擾 控制開關(guān)管的開關(guān)速度(dv/dt)；減小高di/dt通路的寄生電感，避免電路中產(chǎn)生不必要的諧振；降低開關(guān)頻率。

原則2：盡量阻止干擾傳遞到外界 減少高dv/dt節(jié)點(例如：IGBT的集電極)與外界的電容耦合；減小高di/dt通路形成的回路面積，避免天線效應；增加電源輸入端的濾波。

散熱片的接法：散熱片盡量與地斷開，APFC的散熱片應該和APFC電路的冷點之間有低阻抗的交流通路，該通路可以通過直接連接或者串聯(lián)一個幾nF的Y電容。Y電容的取值應考慮電路中dv/dt器件與散熱片之間的寄生電容，如果電Y電容比寄生電容大n倍，通過散熱片耦合到外界的共模干擾也將減小n倍。

APFC電感對電磁兼容的影響：在電感與開關(guān)管相連一端的導線，應盡量靠近PFC電路的地方，串聯(lián)1個磁環(huán)；盡量使用環(huán)形的電感材料以減少漏磁。

控制芯片L4981B所特有的頻率抖動的調(diào)制方式，使得原本單一的開關(guān)信號頻率在某個范圍抖動，形成連續(xù)的頻譜，最終降低頻譜峰值，減小電磁干擾。

開關(guān)頻率抖動控制方法通過調(diào)整抖動開關(guān)頻率，把集中在開關(guān)頻率及其諧波上的能量分散到它們周圍的變頻帶上(見圖3)，由此降低各個頻點上的電磁干擾幅值［8－10］，以達到低于電磁干擾標準規(guī)定的限值。

這種方法雖然不能使總的干擾能量降低，但它把干擾能量分散到較寬的頻帶，從而使Boost PFC更容易達到低于電磁干擾標準規(guī)定的限值。

從實際意義上講，干擾能量被分散在一定頻帶帶寬內(nèi)，與能量集中的點頻脈沖干擾相比，電磁干擾對環(huán)境的危害有所降低。頻率抖動控制在改變頻率的同時，不會對占空比產(chǎn)生影響，也就不會影響輸出電壓。

試驗表明，頻率抖動控制通過把集中在開關(guān)頻率及其倍數(shù)頻率點上的干擾能量分散到其附近的頻帶上，使得最大干擾幅值及其他諧波點幅值都得到明顯降低；同時該控制方法保持輸出電壓不變，對輸出電壓的電磁干擾也同樣起到了抑制作用。

4 如何實現(xiàn)電路保護

有些保護是芯片本身就帶有的，例如：輸入欠壓保護、輸入過流保護、輸出過壓保護等。這只要按照芯片的功能，對電路進行合理的設(shè)計，進行參數(shù)配置即可，這里就不再詳述。而有些保護是芯片本身沒有的，而又是系統(tǒng)所必須的，這樣就必須根據(jù)具體情況進行具體分析，設(shè)計出適合系統(tǒng)所需要的保護電路，即故障保護電路，也即輸出電壓出現(xiàn)低電壓時，確保后面的變頻系統(tǒng)能夠迅速響應，以免造成不必要的損失。此設(shè)計采用的是如圖4所示的設(shè)計方法。

圖4中fault為通過電阻分壓后的待測電壓。該設(shè)計巧妙地利用了低成本可調(diào)分流基準源TL431的基準電壓特性，和外圍元件組成的具有溫度補償門限的單電源比較器。具體原理為：在參考端加上一個可變電壓后，會在陰極與陽極之間輸出高+15 V或低+2.5 V電平的電壓，再通過發(fā)光二極管與二極管的降壓作用到光耦等器件上，在FAULT輸出高低電平，反饋回主控制器，從而起到故障檢測的作用。這種電路的優(yōu)點在于，電路成本低，且簡單可靠。在試驗中，性能表現(xiàn)良好。

另外，為防止上電過程中的瞬間大電流損壞PFC中的二極管，必須在電源輸入端設(shè)有浪涌保護電路，例如，PTC電阻加繼電器。這樣確保了輸入電流的最大瞬時值在可控的范圍內(nèi)，不致對電路造成損害。

5 如何提高性價比、可靠性和電氣安規(guī)要求

元器件數(shù)量的減少，線路設(shè)計的簡單化，都使得整個系統(tǒng)的性能價格比提高，而且電路中的升壓電感L還能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了整個電路工作的可靠性。

近年來經(jīng)濟科技的高速發(fā)展，使得對各類電器設(shè)備功率因數(shù)的要求越來越高，提高功率因數(shù)校正電路的性能成了一個既有理論價值有又現(xiàn)實意義的課題。提高是無止境的，隨著電力電子技術(shù)和相關(guān)學科的發(fā)展，提高APFC性能的方法必將越來越多。

作為I類設(shè)備，應滿足基本絕緣和接地的要求。這就要求：

首先，接地良好，滿足接地點的電位差要求，要用防脫落墊圈，接地線要足夠粗，滿足接地連續(xù)性要求，同時在接地端要有接地符號，在上電的時候，先于電源線L,N接通，在斷電的時候，后于電源線L,N斷開。

其次，電源初級強電部分與次級弱電部分的電氣間隙和爬電距離要滿足電源電壓或/和變壓器等相關(guān)初、次級間器件電壓的要求，這里面包括：開關(guān)電源的變壓器內(nèi)部結(jié)構(gòu)，跨接在電源強電部分與次級弱電部分的光耦的內(nèi)部和外部的電氣間隙和爬電距離符合要求，跨接電容采用Y₁電容，工作電壓要滿足要求，并通過相應的安全認證，還有電源初、次級間還得滿足相應高電壓的耐壓的要求。

再次，裝置內(nèi)部的電源初級強電與次級弱電部分之間的連線的布局要符合安規(guī)的要求。做到初、次級間的連接線不能相互接觸或交叉，而應當采用各自不同的回路，同時要確保它們之間滿足安規(guī)中所要求的雙重絕緣或加強絕緣等，這樣既有利于達到安規(guī)的相關(guān)要求，對電磁干擾的抑制也有正面的影響，也是有益無害的。

最后，在與其他電路的配合上，也要遵循同樣的要求。要考慮全局而不是局部的要求，這樣才能事半而功倍。

6 結(jié) 語

通過對使用L4981B設(shè)計的平均電流模式的有源功率因數(shù)校正控制器的改進和完善，電路的性能更加穩(wěn)定，使用范圍也得到了進一步的拓展，達到了預期的目標即由研制性樣機到實際生產(chǎn)使用樣機的轉(zhuǎn)變。實踐證明以上方法不僅有效而且切實可行，真正實現(xiàn)了有源功率因數(shù)校正電路的總體性能優(yōu)化。這對于采用其他類似芯片設(shè)計的有源功率因數(shù)校正電路的性能提高也有一定的參考作用。

參考文獻

［1］International Electrotechnical Commission.IEC 61000－3－2,Electromagnetic Compatibility (EMC)－Part 3－2:Limits－Limits for Harmonic Current Emissions(Equipment Input Current ≤16 A per Phase) ［S］.Third Edition.2005.

［2］周志敏,周紀海.開關(guān)電源功率因數(shù)校正電路設(shè)計與應用［M］.北京:人民郵電出版社,2004.

［3］路秋生.功率因數(shù)校正技術(shù)與應用［M］.北京:機械工業(yè)出版社,2006.

［4］Orabi M,Ninomiya T,Jin C.Bew Pratical Issue for PFC Converter Stability［A］.Euro PES,′2002［C］.2002:340－345.

［5］Singh B,Singh B N,Chandra A.Review of Single－phase Improved Power Quality AC－DC Converters［J］.IEEE Trans.on Indus.Electro.,2003,50(5):962－980.

［6］Ahmed Elasser,Mustansir Kheraluwala,Mario Ghezzo,〆t al.A Comparative Evaluation of New Silicon Carbide 〥iodes and State of the Art Silicon Diodes for Power Electronic Applications［J］.Conference Record of the 1999IEEE,1999(1):341－345.

［7］Wang S,Lee F C,Odendall W G.Improving the Performance of Boost PFC EMI Filter［A］.IEEE APFC ′2003,Proc［C］.2003:368－374.

［8］Lin F,Chen D Y.Reduction of Power Supply EMI Emission by Switching Frequency Modulation ［J］.IEEE Transactions on Power Electronics,1994,9(1):132－137.

［9］Tanaka T,Ninomiya T,Harada K.Random Switching Control in DC－DC Converters ［A］.IEEE Power ElectronicsSpecialists Conference.1989:500－507.

［10］Tse K K,Raymond WaiMan Ng,Henry ShuHung Chung.An Evaluation of the Spectral Characteristics of Switching Converters with Chaotic Carrier－frequency Modulation ［J］.IEEE Trans.on Industrial Electronics,2003,50(1):171－182.

作者簡介

邵明雙 男，1966年出生，碩士，高級工程師。主要從事電子、電力技術(shù)方面的應用和研究工作。